开关电源变压器如图所示电源电压U不变当开关S闭合与断开时R1两端的电压比.docx

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开关电源变压器如图所示电源电压U不变当开关S闭合与断开时R1两端的电压比

[开关电源变压器]如图所示，电源电压U不变，当开关S闭合与断开时，R1两端的电压比

篇一:

如图所示，电源电压U不变，当开关S闭合与断开时，R1两端的电压比

如图所示，电源电压U不变，当开关S闭合与断开时，R1两端的电压比是4：

3，则当开关S断开时，R1与R2的功率之比是A．3：

1B．1：

3C．4：

1D．1：

4题型：

单选题难度：

偏易考点：

考点名称：

电功率的计算电功率的计算公式：

1.定义式：

P=W/t

2.常用公式：

P=W/t=UIt/t=UI，即P=UI并、串联电路的总功率：

1．并联电路的总功率

因为P1=I1U，P2=I2U

P=IU=U=I1U+I2U，所以P=P1+P2

即并联电路的总功率等于各并联用电器的电功率之和。

并联电路电功率的分配：

因为P1=I1U，P2=I2U，

所以

又因为，所以

即并联电路中，电功率的分配跟电阻成反比。

2.串联电路的总功率

因为P1=I1U，P2=I2U

P=IU=U=I1U+I2U，所以P=P1+P2

即串联电路中总功率等于各串联电器的电功率之和。

串联电路电功率的分配：

因为P1=I1U，P2=I2U

所以

又因为，所以灯泡铭牌问题

“铭牌问题”是电功率知识与实际生活相结合的热点问题，做这类题目时，首先要读懂用电器的“铭牌”。

如图：

灯泡上的铭牌。

“PZ”是“普通照明灯泡”中“普”和“照”的汉语拼音的第一个字母，表示灯泡的型号。

另外可知：

U额=220V，P额=25W。

例：

甲、乙两灯泡分别标有“220V40W”和“110V40W”字样，将它们串联起来接入220V电路中，比较两灯的亮度，则

A．甲灯亮B．乙灯亮C．一样亮D．无法判断

解析：

灯的亮度决定于灯的实际功率，串联时电流相同，根据P=I2R，电阻大的实际功率大，灯更亮一些。

根据有。

，R乙=，所以，甲灯更亮一些。

公式法计算电功率：

1.

这是电功率的定义式，此公式适用于各种用电器和电路。

2.P=UI

这是电功率的决定式，即电功率是由用电器两端的电压和通过它的电流之积来决定的。

此公式适用于所有电路，它是“伏安法”测小灯泡电功率的理论依据。

该公式表明，用电器的实际功率等于实际电压与实际电流的乘积。

常常借助于用电器的铭牌用此公式来计算用电器的额定电流，进而计算用电器的电阻；当然这个公式的最大用处还是用来计算各类用电器实际消耗的电功率或电路的总功率。

篇二:

使用IC开关电源的反激式变压器设计方案

1〕反激式变压器设计介绍

反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。

［）在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。

在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。

初次级的电流不是同时流动的。

因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。

反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。

反激式拓扑对于100W以内的系统是实用和廉价的。

大于100W的系统由于着重降低装置的电压和电流，其它诸如正激变换器方式就变得更有成效。

反激式变压器设计是一个反复的过程，因为与它的变量个数有关，但是它不是很困难，稍有经验就可快速和容易的处理。

在变压器设计之前的重点是定义电源参数，诸如输入电压，输出功率，最小工作频率，最大占空比等。

根据这些我们就可以计算出变压器参数，选择合适的磁芯。

如果计算参数没有落在设计范围内，重复计算是必要的。

利用网站上的EXCEL电子表格可以容易的处理这些步骤。

属于ISMPSIC的IR40xx系列最初设计应用于准谐振方式，这意味变压器工作于不连续模式。

在PRC模式中的变压器通常也工作于不连续状态，若工作于连续状态时工作频率设置的很低。

因此本应用手册仅包含不连续设计的实例。

2〕电源设计所需的标准

在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：

1〕最小工作频率-FMin

2〕预计电源效率-η≈0.85~0.9，0.75~0.85

3〕最小直流总线电压-Vmin如110V时最小输入电压85Vac,可有10V抖动）

4〕最大占空比-Dm

5）串联谐振电容值-Cres〔建议取值范围为100pf~1.5nf,见图1〕

3〕变压器设计步骤

首先计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极管的压降。

通常主要输出电流若大于1A使用肖特基二极管，小于1A使用快恢复二极管，当小电流输出时辅助绕组可用1N4148整流

输出功率计算的是总的输出功率。

根据Po变压器的初级电感可由下式计算出。

            图1IR40xx系列反激电路典型应用

下一步是计算初级，次级和辅助绕组的变比。

下式给出初级和次级变比的计算公式：

此处Vo是次级输出电压，VD是次级输出整流管的正向压降。

一个好的方法是先计算次级每

伏的匝数，依此可计算出初级的匝数。

辅助绕组的匝数NB可依下式算出。

对于多路输出电源需要反复计算找出最佳变比，需要对输出电压采取一些折中以确保匝数为整数，没有半匝。

现在就可计算出带气隙磁芯的有效电感。

这需要从磁芯生产商处获得所需有气隙磁芯的Alg值

或者使用标准磁芯通过研磨中间段得到所需的Alg值它也可以用下式由初级电感Lp和初级匝数Np计算出。

初级平均电流Iav可由假定效率η，所需总输出功率Po及最小直流总线电压Vmin算出。

所需初级峰值电流Ip可由下式算出

图2给出不连续模式初级电流波形。

可以看出在t1导通期间有一斜坡电流，其上升斜率受直流总线电压和初级电感Lp控制，最终达到刚才所计算的峰值电流值Ip.在t2关断期间初级无电流流过。

在I=Ip处出现峰值磁通。

由于IR40xx是自准谐振电路，t1与t2的转换依赖于输出负载和输入电压。

计算时我们可采用变压器最坏情况下的最低频率，最低直流总线电压和最大负载。

            　图2不连续反激电路初级电流波形

根据初级RMS电流Irms能够算出所需导线线径，见下式：

下一步是计算所需磁芯尺寸和气隙。

首先选择磁芯尺寸，可以应用第五部分给出的磁芯类型和尺寸选择适当的功率等级。

根据下式由有效截面积Ae计算出最大磁通密度Bm,作为磁芯选择依据。

一个可选方法是由Bm计算所需磁芯的最小Ae.见下式

通过改变次级匝数可使Bm在所需范围内，也可直接改变初级匝数。

对于专门磁芯增加次级匝数将降低Bm,反过来减少次级匝数将增大Bm.

交流磁密BAC的应用可依据厂商提供的磁芯损耗曲线。

它给出磁通的交流成分而不是峰峰值。

这对不连续变压器设计可很方便由下式算出

下一步是计算所需气隙。

这意味着先要计算无隙磁芯的相对导磁率μr,它可由磁芯参数Ae，Le，AL计算出

   4）变压器结构

对于反激变压器的结构有两种主要的设计方法，它们是：

1〕边沿空隙法-方法是在骨架边沿留有空余以提供所

需的漏电和安全要求。

2〕3层绝缘法-次级绕组的导线被做成3层绝缘

以便任意两层结合都满足电气强度要求。

安全要求、漏电和电气强度要求以适当的标准列出，例如对于ITE,在美国包含于UL1950中，在欧洲包含于EN60950。

5-6mm的漏电距离通常就足够了，因此在边沿的应用中初、次级间通常留有2.5-3mm的空间。

图5给出边沿空隙法结构和3层绝缘法结构。

边沿空隙法结构是最常用的类型。

边沿空隙法结构由于材料成本低具有很高的性价比。

3倍绝缘法结构变压器体积可以做的很小，因为绕组可以利用骨架的全部宽度，边沿不需要留空隙，但是材料成本和绕组成本比较高。

图5a）给出边沿空隙法结构，此例中边沿空间由被切割成所想要边沿宽度的带子实现，这种带子通常需要1/2爬电距离。

边沿带子绕的层数与绕组高度相匹配。

磁芯的选择应是可利用的绕组宽度至少是所需爬电距离的2倍以维持良好的耦合和使漏感减到最小。

初级绕组是骨架中的第一个绕组，绕组的起始端是和IR40xx的漏极引脚相连的末端。

这就使通过其它绕组使最大电压摆动点得到保护。

进而使能耦合到印制板上其它元件的EMI最小。

如果初级绕组多于一层，在两绕组层之间应放置一个基本的绝缘层，可以减小两层之间可能出现的击穿现象，也能减小两层之间的电容。

另一绝缘层放在初级绕组的上面，辅助绕组在此绝缘层之上。

在辅助绕组上放置3层胶带以满足初、次级之间的绝缘要求。

在此层之上放置另一边沿空隙，次级绕在它们之间，所以在初、次级之间就有6mm的有效爬电距离和完全电压绝缘。

最后在次级绕组上缠3层胶带以紧固次级绕组和保证绝缘。

图5b）给出3层绝缘法结构。

可以看出初级充满整个骨架宽度，和辅助绕组之间仅有一层胶带，在辅助绕组上缠一层胶带以防止损坏次级绕组导线的3倍绝缘层。

次级绕组缠在其上，最后缠一单层胶带进行保护。

注意绕线和焊接时绝缘不被损坏。

4.1）变压器材料

铁芯

有许多厂家的铁芯可被用作反激变压器。

下面的材料适合使用：

TDK-PC40或PC44材质

飞利蒲-3C85、3C90或3F3

西门子-N27或N67

有许多形状的磁芯可用但反激变压器一般用E形磁芯，原因是它成本低、易使用。

其它类型磁芯如EF、EFD、ETD、EER和EI应用在有高度等特殊要求的场合。

RM、。

toroid和罐形磁芯由于安全绝缘要求的原因不适合使用。

低外形设计时EFD较好，大功率设计时ETD较好，多路输出设计时EER较好。

骨架

对骨架的主要要求是确保满足安全爬电距离，初、次级穿过磁芯的引脚距离要求以及初、次级绕组面积距离的要求。

骨架要用能承受焊接温度的材料制作。

绝缘胶带

聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的形式，它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。

边沿胶带通常较厚少数几层就能达到要求，它通常是聚酯胶带如3M#44或1H860.

励磁导线

励磁导线的护套首选尼龙/聚亚安酯，它在和熔化的焊料接触时阻燃，这样就允许变压器浸泡在焊料锅中。

不建议使用标准的瓷釉导线，由于在焊接前要剥去绝缘层。

3层绝缘导线

在3层绝缘结构中次级绕组导线使用3层绝缘导线，和励磁导线相似主导线是单芯，但是它有不同3个绝缘层，即使三层中任意两层接触都满足绝缘要求。

护套

边沿空隙结构变压器绕组的首、尾端需要护套。

护套必须经相关安全机构认证至少有0.41mm壁厚以满足绝缘要求，由于热阻要求通常使用热缩管，要确保在焊接温度时不被熔化。

浸漆

通常使用浸漆锁定绕组和磁芯间的空间，可以防止噪声和湿汽进入变压器。

它有助于提高耐压能力和热传导性能。

然而这是一个很幔的步骤。

4.2）绕线方式

C型绕线

这是最常用的绕线方式。

图6）示出有2层初级绕组的C型绕线。

C型绕线容易实现且成本低，但是导致初级绕组间电容增加。

可以看出初级从骨架的一边绕到另一边再绕回到起始边，这是一个简单的绕线方法。

Z型绕线

图7）示出有2层初级绕组的Z型绕线方式。

可以看出这种方法比C型绕线复杂、制造价格较贵，但是减小了绕组间的电容。

4.3）绕组顺序

初级绕组一般绕在最里层这样能使每匝长度最小，并能减小初级电容。

如前面讨论的把初级绕组放在最里层的方式可以使它受到其它绕组的保护，减小耦合到印制板上其它元件的噪音。

通过使绕组的始端成为和IR40xx的漏极相连的末端也可以减小耦合噪音，该连接点也受到其它绕组的保护。

在初级绕组两层之间缠一层胶带对初级绕组的电容有很大影响。

辅助绕组和次级绕组的放置依赖于所用的调节方式。

如果是次边调节则次级绕组在最外层，相反辅助绕组调节则它在最外层。

边沿空隙设计时为了减小所需边沿和绝缘层数把次级绕组作为最外层。

如果辅助绕组作为最外层绕组对初级的耦合将减弱，对次级的耦合将增强，改善了输出调节性能，同时通过漏电感减小了辅助源电容的峰值充电电流。

4.4）多路输出

高功率的多路输出设计相对初级绕组来说次级应当是闭合的，能够减小漏电感和确保最佳耦合。

次级应尽可能的充满可绕线的宽度，这样如前面所讨论的使多路次级制作较容易，它也改善了高频时导线使用率。

使用前面所讲的次级叠加技术能够改善辅助输出的负载调节性能，减小次级总匝数和骨架引脚数。