图
电压型逆变电路的特点
（1）直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动
（2）输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同
（3）阻感负载时需提供无功。
为了给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。
直流电源为电流源的逆变电路——电流型逆变电路。
一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。
交流侧电容用于吸收换流时负载电感中存贮的能量。
电流型逆变电路主要特点：
（1）直流侧串大电感，相当于电流源。
（2）交流输出电流为矩形波，输出电压波形和相位因负载不同而不同。
（3）直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。
电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。
换流方式有负载换流、强迫换流。
VT1～VT4是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。
VT1、VT4闭合，VT2、VT3断开时，负载电压uo为正VT1、VT4断开，VT2、VT3闭合时，uo为负，把直流电变成了交流电。
改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。
图2.2.2电流型逆变电路及其波形
电阻负载时，负载电流io和uo的波形相同，相位也相同。
阻感负载时，io滞后于uo，波形也不同（图
t1前：
S1、S4通，uo和io均为正。
t1时刻断开S1、S4，合上S2、S3，uo变负，但io不能立刻反向。
io从电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感能量向电源反馈，io逐渐减小，t2时刻降为零，之后io才反向并增大。
2.2.3全桥正弦逆变器
图,滤去谐波，获得交流电；控制电路完成对H桥中开关管的控制，并使输出交流电的电压、频率和波形定。
如图，Vd是直流电压源，S1～S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。
RL和RC是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。
z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。
图2.2.3全桥逆变主电路
图2.2.4
对逆变器的控制主要包括对SPWM的控制（即H桥开关管开关方式）和对SPWM脉宽的控制二部分。
SPWM的控制方式可分为单极性和双极性二种。
在传统的单极性或双极性控制方式中，开关管均工作在高频条件下，这样虽然可以得到较理想的正弦输出电压波形，但也产生了较大的开关损耗，且频率越高，损耗越大。
SPWM的生成原理及波形如图，频率为ωc）相交来获得SPWM波，因此，基波频率为调制波的频率，基波幅值与调制比M（M=Us/Uc）成正比关系，谐波含量少。
正弦逆变器常采用SPWM控制，利用调制波控制输出波形频率，调整M来控制输出电压幅值。
工作时，H桥中Sl、S4在前半周期内以图2中的SPWM信号闭合，S2、S3断开；在后半周期内S1、S4断开，S2、S3以SPWM信号闭合。
故在整个周期内H桥输出波形如图1（b）所示。
这样，对该波形进行滤波，即可获得频率为ωs。
，幅值正比M与调制比M的正弦交流电
2.3正弦波输出变压变频电源调制方式
随着逆变器控制技水的发展．电压型逆变器出现了多种的压、变频控制方法。
目前采用较多的是正弦脉宽调制技术即sPwM控制技术。
在正弦波逆变电源数字化控制方法中，目前国内外研究得比较多的主要有数字PID控制、无差拍控制、双环反馈控制、重复控制、滑模变结构控制、模糊控制以及神经网络控制等。
本文所采用的是外环为平均值环、内环为瞬时值环的双环控制策略。
内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能，保证变压变频电源输出电压畸变率较低，外环使得变压变频电源在各个频率段的输出电压具有较高的精度，并使用DSPTMS320F240全数字的控制实现。
单相全桥式电压型SPWM逆变器电路拓扑结构图如图
SPWM正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。
图2.3.1
单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：
另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。
但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频[载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。
双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。
单极性倍频调制方式的特点足输出SPWM波的脉动频率是单极性的两倍，4个功率管都工作在较高频率（载波频率），因此，开关管损耗与双极性相同。
2.43种调制方式下逆变器输出电压谐波分析
用MathcAD可推导出3种不同调制方式下逆变器输出电压各次谐波有效值与频率的关
对单极性调制方式如上公式
（2）
对单极性倍频调制方式如上公式（3）
式中：
M为调制比；N为载波比；
f0为正弦波输出变频变压电源的输出电压频率。
控制电路采用rTMS320F240数宁信号处理器，主要任务是在定时中断内完成变压变频控制。
控制程序由主程序和一个定时中断程序组成，主程序主要完成读取给定电压，过流判断，平均值外环计算等功能。
定时中断程序完成采样输出电压，实时计算出下个开关周期输出的脉宽。
3种调制方式下逆变器输出电压未经滤波前，单极性调制方式及双极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量主要集巾在升关频率及其倍频附近，且单极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量比双极性要小。
单极性倍频调制方式下输出电压的谐波分量主要在2倍升关频率及4倍开关频率附近。
选择WPWM逆变器的输出LC滤波器的转折频率为开关频率的I／I0，LC滤波器对开关频率及其倍频附近的谐波具有明显的衰减作用。
第三章主电路设计
3.1有工频变压器的逆变电源主电路设计
有工频变压器的逆变电源主回路基本工作过程可以理解，可以把它设计成以IGBT为开关管的桥式逆变电路形式，如图3.1所示。
图3.1有工频变压器的逆变电源主回路
电源为180V～285VDC，四个开关管分别为Tr1,Tr3,Tr2,Tr4.
图中，Tr1～Tr4为IGBT开关管，C1为串联耦合（去耦）电容，防止变压器因单相偏磁而饱和，T为隔离升压变压器，C2为输出滤波电容，L为输出滤波电感。
3.2参数设计
变压器输出220VAC的峰值为311V，考虑到变压器副边绕组电压峰值设为315V，原边在考虑去耦电容C1的压降后，最低电压时为170V，所以变压器的匝比n为
n=N2/N1=315V/170V ≈ 1.85
电源输出功率也就是变压器的输出功率Po=1000W。
设变压器的效率ηr=95%，则原边效率P1=Po/ηr≈1060W。
因为变压器是变换SPWM电压波形，其基波（50Hz）的成分相当大，所以我们可以选择400Hz的硅钢C型铁芯，其Ke=0.9,Bm=1.2T,Kc可选为0.3，j=3A/mm²=3*10（²*³）A/m²，所以铁芯面积乘积为
AeAc=1200（1+0.95）/0.95*4.44*50*0.9*0.3*3*10（²*³）*1.2
≈1.14*10ˉ（²+³）（m²+²）=1140cm²
可以选取CD型400Hz硅钢铁芯。
查出截面积Ae，求出有效面积Se=Ae*Ke，然后就可以由下面的两个公式先求出原边匝数，再求出副边匝数。
N1=V1max/（KfSeBm）
N2=N1/n
导线截面：
副边S2=I2/j=5.5/3≈1.8（mm²）,选Φ1.2mm漆包线两股并绕；
原边S1=I1/j=Ni2/J=1.87*5.5/3≈3.43（mm²）,Φ1.2mm漆包线三股并绕。
最高电压为285V，所以开关管的耐压可选为600V。
开关管的峰值电流：
Im=3I1m=3*5.5*1.87≈31（A）
选IGBT的电流定额为40A。
3.3无工频变压器的逆变器主电路设计
我们知道，无工频变压器的逆变电源实际上包含两部分：
一套DC/DC和一套SPWM逆变器。
DC/DC的设计这里我们不讨论。
所以，这里只讨论SJPWM逆变主电路，其
升级会员 