大学生电子设计大赛报告A开关电源模块并联供电系统设计.docx
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大学生电子设计大赛报告A开关电源模块并联供电系统设计
开关电源模块并联供电系统设计
摘要
随着功率电子技术的日臻成熟，开关电源以其高效率、小体积和成本低等优点日益广泛的应用于国民生活的各个领域。
本设计以反激式变压器隔离拓扑结构为主干，以UC3842作为控制核心，以LM358为主要器件的双电源互锁反馈控制调整两路输出电流的双电源直流控制系统。
实现了输出电流按比例可调等功能。
关键字：
开关电源，UC3842，并联供电，比例可调，交叉互锁
一、方案设计与论证
1、设计方案原理
（1）基于单片机控制均流的设计方案
图1设计方案一框图
（2）基于uc3902的均流设计方案
图2设计方案二框图
（3）基于电流采样的交叉互锁反馈均流方案
图3设计方案三
2、方案论证
（1）方案一
采用单片机控制系统的PWM占空比，从而对输出电压进行数字控制。
但本次任务要求只能使用24V的电源，故必须设计辅助供电电路，而且为了实现精准控制需要使用多片AD、DA模块，而这系统的效率降低，电路的复杂度提高，制作难度增大。
（2）方案二
使用TL494集成芯片搭建矩形波发生电路，通过合理配置各项电路参数及反馈回路使各模块自主输出稳定8V电压。
为实现并联供电系统的均流功能。
我们选中了均流控制芯片UC3902对两路电流进行均流处理。
该方案复杂性较低。
而且电源效率并不较低，且只能实现并联系统的均流功能。
（3）方案三
使用成本低廉的UC3842集成芯片搭建矩形波发生电路。
在主干路不再使用效率较低下的BUCK型拓扑。
由于任务要求输出电流可变，且负载功率变化范围较大，所以我们选用了更成熟更高效的单端反激式变压器输出隔离型拓扑结构。
本设计的反馈回路采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。
这种反馈控制电路的最大特点是：
在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单，适应于小功率开关电源。
在双电源并联系统中将第一块电源的输出采样信号反馈到第二块电源中对其进行控制，同时也将第二块电源的反馈信号送往第一块电源中进行控制，在系统中形成交叉互锁反馈控制回路。
以实现输出电流的均流和各支路电流可调。
在本方案中没有使用数字电路，系统复杂性中等，而且电源效率较高。
该方案能实现并联系统的均流功能和电流按比例输出功能。
3、方案选定
基于以上的分析，方案三实现的功能更为全面，电源供电效率较高，同时使用的器件价格相对低廉，综合性价比最好。
因此我们选择方案三作为最终的方案。
二、单元电路设计与参数计算
1、反激式开关电源变压器模块设计
电路原理如图4：
图4DC-DC模块电路原理图
电路分析与参数计算：
反激式变压器是反激式开关电源的核心，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其发热量最小，器件的损耗最小。
计算占空比。
其公式为：
这里
为原边感应电压，自己设定。
我们选定VOR=20V，原边输入电压Vs=24V，则D=0.455。
确定原边电流波形的参数。
原边电流有三个参数，平均电流
，有效值电流I，峰值电流Ip。
我们使用以下公式来计算。
这里按照要求
=16W，η=0.7，Vs=24V，则
=0.952A。
这里KRP是指最大脉动电流ΔIm和峰值电流Ip的比值。
我们设定KRP=0.6，带入参数计算可得
=2.989A。
带入参数可得I=1.454A。
选定变压器磁芯。
这个只能进行粗略的估测，通常根据经验，按照不同的输出功率选择不同型号的磁芯。
由于本次设计的输出额定功率为16W，在10——20W范围内可供选择的磁芯型号有EPC19、EF（D）20、EF（D）25、EPC25等，因此我们选择的是EFD25磁芯。
计算原边匝数。
其公式为：
这里B表示磁芯的振幅，
表示导通时间，
表示磁芯的横截面积。
一般取B值是0.1到0.2之间，这里选择B=0.125。
EFD25磁芯有效横截面积为58mm2。
本设计使用的开关频率为68.2KHz，故
=6.7us。
带入参数计算可得Np=22.17取22匝。
确定线径。
前面已经计算了有效值，所以就来选线。
我们用直径0.9mm的漆包线双线并绕11圈。
其电流密度值只有2.3A/mm2左右，为次级绕组设计留足余量。
确定次级绕组的参数，匝数和线径。
副边匝数：
其中UF为肖特基管压降，带入参数计算可得副边匝数
=9.13,取整得9匝。
计算副边的线径：
由公式
来计算副边有效电流值，其中
值和原边相同。
Ip为副边峰值电流，就是原边峰值电流乘以匝数比。
计算可得I=3.889A。
在实际使用中并不能达到这么高的电流，这里我们使用0.9mm的漆包线并绕4圈半就能够满足要求。
计算电感量。
其公式为
本设计中带入参数计算可得L=90uH。
验证设计。
我们使用公式：
这里，五个参数分别表示磁通最大值、原边电感量、原边峰值电流、磁芯横截面积、原边匝数。
的值一般不超过0.3T，本设计中
=0.21T。
验证可行。
综上可知，反激式开关电源变压器的设计具有可行性。
2、控制保护模块设计
以UC3842为核心的控制电路如图5：
图5以UC3842为核心的控制电路
以LM358为核心的控制电路如图6
图6以LM358为核心的控制电路
以TL431为核心的反馈控制电路如图7
C14
图7以TL431为基准源的反馈控制电路
控制电路分析：
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是以个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线性调整率精度；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，增益带宽乘积较高，稳定性能好，具有良好的频率响应特性。
UC3842是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片，是专为离线式直流变换电路设计的。
其主要优点是电压调整率可以达到0.01％，工作频率高达500kHz，启动电流小于1mA，外围元件少。
它适合做20W～80W的小型开关电源。
其工作温度为0℃～70℃，最高输入电压30V，最大输出电流1A，能驱动双极型晶体管和MOSFET。
a.UC3842的电源软启动。
当输入24V刚上电时，经过三个串联限流电阻后，加到UC3842的供电端（第7脚）。
UC3842的7脚不会立刻达到工作电压，而是先对电容C4充电，当电容电压上升到开启阀值16V时UC3842才开始工作，此时三个串联电阻上的电流会迅速增加，C4也开始放电，电压随之减小；但以LM358为核心的控制电路开始工作其7脚输出，将使UC3842的7脚电压维持在工作电压。
b.UC3842工作于恒定的频率。
其振荡频率的计算公式为：
（R>5K）
我们设R=12KΩ，C=2.2nF。
则带入公式计算得振荡频率为68.1KHz。
c.电压反馈环路工作原理。
在次级电路中，当输出电压经过以稳压器件TL431为核心基准源组成的反馈网络时产生相应的误差电压。
该误差电压通过光耦PC817转变成为误差电流，此误差电流输入UC3842的控制端，使UC3842产生相应的占空比信号来控制PWM输出，使得当输出电压减小时能够增大占空比提高输出电压，电压低时能减小占空比以减小输出电压。
d.电流反馈环路工作原理。
当输出电流经过采样电阻R9，会在R9上形成一定的压降，该压降反馈到运算放大器LM358中与设定值进行比较，一旦R9上的压降超过了设计值，运算放大器LM358就会输出低电平，使光电耦合器PC817的输出端导通，作用于UC3842的PWM控制端使占空比降低。
则初级线圈上储存的能量下降。
次级线圈的互感耦合电压降低，输出电流减小，达到控制的目的。
同样的，当输出电流小于预定值时也会反馈控制运算放大器、光电耦合器等器件使PWM控制端的占空比升高，线圈能量加大，输出电流提高，达到控制目的。
e.原边过流保护电路。
原边过流可通过UC3842的3脚来解决，当原边电流增加时，采样电阻上的电压也相应的增加，若3脚电压高于1V，则UC3842就会关断6脚的PWM输出，起到对原边电路的保护作用。
3、电流输出控制模块设计
电路示意图如图8：
图8电流输出控制示意图
电路工作过程：
开关电源1的输出采样电路将采集到的输出电流不但反馈到本身的LM358运算放大器的一个输入端，而且将其反馈到并联开关电源2的LM358运算放大器的一个输入端作为基准参考电压。
同样，开关电源2的输出采样电路将采集到的输出电流反馈到本身的LM358运算放大器同时也反馈到开关电源1的LM358运算放大器的一个输入端作为基准参考电压。
这样在开关电源1、2之间形成了互相约束的线性变化关系，保证两者的变化最终趋于一致。
三、实际测试
1.测试结果
表1调整负载电阻至额定输出功率状态，供电系统的直流输出电压
实验序号
预期值（V）
实测值（V）
误差（V）
1
8
8.02
0.02
2
8
8.03
0.03
3
8
7.99
0.01
测试结果分析：
由测试结果可以看出，在额定输出功率状态实测值与预期值非常接近，说明反馈调整电路工作效果良好。
表2额定输出功率工作状态下
实验序号
预期值（%）
实际输入功率
实际输出功率
实际效率（%）
1
60
45.6W
31.04W
68.0
2
60
46.5W
31.0W
66.7
3
60
45.8W
30.8W
67.2
测试结果分析：
由测试结果可以看出，该电源的并联输出功率大约在65%左右。
在实际测试中，开关管发热，其损耗功率较大。
表3调整负载电阻，输出电压8.0±0.4V，使两模块输出电流和为1A（1:
1）
实验序号
预期I1
实测I1
相对误差
预期I2
实测I2
相对误差
1
0.5A
0.49A
2%
0.5A
0.5A
0%
2
0.5A
0.48A
4%
0.5A
0.5A
0%
3
0.5A
0.48A
4%
0.5A
0.49A
2%
测试结果分析：
由测试结果可以看出，该电源的1:
1输出情况良好，电源2性能略好于电源1。
表4调整负载电阻，输出电压不变，使两模块输出电流和为1.5A（1:
2）
实验序号
预期I1
实测I1
相对误差
预期I2
实测I2
相对误差
1
0.5A
0.49A
2%
1A
1A
0%
2
0.5A
0.48A
4%
1A
1A
0%
3
0.5A
0.49A
2%
1A
1A
0%
测试结果分析：
结果表明，输出电流1.5A时1:
2的电流比例能够比较准确的达到。
证明了交叉互锁控制的可行性。
表5调整负载电阻，输出电压8.0±0.4V，使两模块输出电流和为4A（1:
1）
实验序号
预期I1
实测I1
相对误差
预期I2
实测I2
相对误差
1
2A
1.93A
3.5%
2A
1.95A
2.5%
2
2A
1.94A
3%
2A
1.94A
3%
3
2A
1.93A
3.5%
2A
1.94A
3%
测试结果分析：
结果表明，在输出额定电流时，1:
1的均流功能也能够较好的实现。
2.测试设备：
30Ω滑动变阻器
MASTECHMAS830L万用表
兆信RXN-605D直流稳压电源
3.误差分析：
1、对效率等进行理论分析和计算时，采用的是器件参数的典型值，但实际器件的参数具有明显的离散性，电路性能很可能因此无法达到理论分析值。
2、电路的制作工艺并非理想的，会增加电路中的损耗。
4.改进方法：
1、使用性能更好的器件，如换用导通电阻更小的开关管，采用低阻电容；
2、使用软开关技术，进一步减小开关管的开关损耗；
四、结论
本电路结构简单，功能齐全，性能优良，能够达到全部基本及发挥部分指标要求。
保护电路完善，安全性能良好。
由于时间紧张，任务较为繁重，本电路尚有不足之处，请评审老师多提宝贵意见。
参考文献
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