基于常数模算法的空间分集盲均衡技术.docx

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基于常数模算法的空间分集盲均衡技术

基于常数模算法的空间分集盲均衡技术

前言：

在通信系统中,发射机和接收机之间信道的多径现象严重阻碍了数字通信的可靠性。

在这种环境下,载有同一信息的信号会通过多条时变路径以不同的时延到达接收机。

信道的多径现象会导致接收信号幅度、相位和到达天线角度的波动,即引起多径衰落。

当信道具有深度衰落时,接收信号的信噪比很低,这将导致系统的误码率增加。

此外多径传播的时延会导致传输信号脉冲在时间上的弥散,引起连续脉冲的重叠和相互影响,即产生码间干扰。

消除信道衰落的一个有效方法是采用分集技术,它最初是用于无线电通信领域中。

分集是将经过特殊处理（如均衡）后的各基元的接收信号进行线性组合,在接收端取得若干条相互独立的支路信号后,可以通过合并技术来得到分集增益。

该技术与常规的自适应波束形成或其它高分辨率阵列信号处理有很大不同,它是试图充分利用多径传播信号而不是采用某种方法消除它。

由于对于两个以上独立的信道在同一时刻都发生深度衰落的概率很小,因此分集技术是一种能有效克服信道衰落的方法。

分集技术包括频率分集、时间分集和空间分集等等。

与空间分集相比,频率分集和时间分集都会占用过多的带宽,因此,空间分集的研究和应用较为广泛。

1.分集技术

分集技术根据获得独立路径信号的方法可分为:

空间分集、极化分集角度分集、频率分集、时间分集和多径分集。

1.1空间分集

空间分集是通过使用多副天线发送（发送分集）或多副天线接收（接收分集）来实现的。

相邻天线之间的间隔d必须选取恰当,使得每个分集分支上的衰落不相关。

在理想情况下,天线之间相隔距离为半个波长就可以保证各支路信号是不相关的。

但在实际环境中,天线间隔d由工作波长、地物以及天线高度决定。

分集支路数L越大,空间分集的效果就会越好。

但是当L较大时,分集的复杂性会随之增加,而分集的增益则会随着分集数L的增大而逐渐减小。

研究表明,采用两幅天线进行空间分集得到的输出信噪比可以获得将近2OdB的改善,系统性能大幅提高。

1.2极化分集

极化分集是利用两个所处地点相同而极化方向相互正交的天线发出的信号不相关这一特点,在发射端同一地点分别安装垂直极化与水平极化天线,而在接收端同一位置处也分别安装垂直极化与水平极化天线,这样就可得到两路不相关的分支信号。

极化分集可看作是空间分集的一种特殊情况,且只有两条分集支路,具有结构紧凑、节省空间的优点。

1.3角度分集

角度分集（或称为方向分集）也是空间分集的一种特殊情况。

由于地形地貌和建筑物等环境的不同,到达接收端的多径信号可能有不同的到达方向。

因此,在接收端使用方向性天线,使各个天线指向不同的信号到达方向,这样每个方向性天线接收到的多径

信号都是不相关的。

方向角度相差越大,不同方向信号的相关性就越小。

对于角度分集,在移动台使用较基站更为合适。

1.4频率分集

频率分集基于在信道相干带宽之外的频率点上不会出现相同的衰落这一结论,利用间隔大于信道相关带宽的多个信道来实现分集。

频率分集可以减少天线的数目,但却占用了更多的频率资源,且在发射端需要使用多部发射机。

对TDMA和FDMA系统而言,在带宽上采用频率分集并不是一种经济的方法,而跳频扩频CDMA系统则可以通过快速频点跳动来使用频率分集。

1.5时间分集

时间分集是指在多个时间段内都发送同一信息。

为保证信息副本之间的相互独立性,这些时间段的间隔应大于信道的相干时间。

但是,信道的相干时间依赖于多普勒频移,多普勒频移越小,信道的相干时间就越长,这样可能会导致为了使用时间分集而产

生难以接受的延时。

纠错码可看成是时间分集的一种特殊而有效的方法。

1.6多径分集

多径分集是利用RAKE接收机得到的直接序列扩频信号,将具有不同延时的多径成分进行分解来获得独立路径的。

2.合并技术

合并是指接收端对它收到的多个衰落特性互相独立（携带同一信息）的信号进行特定的处理,来得到分集增益。

结构框图如图1所示，通过不同的合并策略可以得到不同的合并方法。

对于具体的合并技术来说,通常可分为选择合并、最大比合并和等增益合并等。

图1合并结构框图

2.1　选择式合并

选择式合并的原理是将L个接收机的输出信号送入选择逻辑,选择逻辑从L个接收信号中选择具有最高信噪比的基带信号作为输出。

这种方法简单,实现容易。

但由于未被选择的支路信号弃而不用,因此抗衰落不如后述两种方式。

2.2　最大比合并

最大比合并的原理是将L个分集支路经过相位调整后,按适当的增益系数同向相加,再送入检测器。

合并后的振幅与各支路信噪比相联系,信噪比大的支路对合并后的信号贡献也大。

2.3　等增益合并

等增益合并的原理是将L个分集支路等增益相加,再送入检测器。

在以上3种分集合并技术中,最大比合并是最优的,但是实现最为复杂;而选择合并和等增益合并是易于实现的次最优合并技术,因此应用较为广泛。

3.基于等增益合并的空间分集均衡器

分集合并技术本身并不能有效克服传播时延。

因此,为了减轻码间干扰的影响,数据传输速率需要足够低,或者采用某种手段来消除码间干扰以得尽可能高的数据传输速率。

而自适应均衡技术是克服码间干扰的最有效的方法之一。

因此采用空间分集和自适应均衡相结合的空间分集均衡器（SDE）就能有效地克服信

道衰落和码间干扰,提高通信系统的性能。

3.1基于常数模算法的空间分集盲均衡

两路径的等增益合并空间分集均衡器的结构,如图2所示。

图2等增益合并空间分集均衡器结构

由图2可知,两路径等增益空间分集均衡器包含有两个前项滤波器（每路径设置一个）w（i）F（k）和一个反馈滤波器wB（k）。

三个滤波器权系数向量由基于CMA的判决反馈盲均衡算法统一调整,即

3.2基于常数模算法的空间分集盲均衡技术仿真

以上给出了常数模算法等增益合并空间分集中的具体算法。

为了验证基于常数模算法的空间分集技术性能要优于未采用分集技术的传统的盲均衡技术,下面对其进行计算机仿真研究。

仿真一：

（1）原信号为BPSK信号，过信道h1=[0.4854-1j*0.0971,0.364+1j*0.4368,0.2427,0.2912-1j*0.3155,0.1941+1j*0.3883]加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为4；前向滤波器步长均为0.02，后向滤波器步长为0.007.

图3均衡器输入星座图

图4均衡器输出星座图

（2）原信号为BPSK信号，过信道h2=[0.6662-1j*0.8427,1.6363-1j*0.2503,-0.0016-1j*0.4102]加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为4；前向滤波器步长均为0.02，后向滤波器步长为0.003.

图5均衡器输入星座图

图6均衡器输出星座图

（3）原信号为BPSK信号，分别过信道h1=[0.4854-1j*0.0971,0.364+1j*0.4368,0.2427,0.2912-1j*0.3155,0.1941+1j*0.3883]h2=[0.6662-1j*0.8427,1.6363-1j*0.2503,-0.0016-1j*0.4102]加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为4；两个前向滤波器步长均为0.01，后向滤波器步长为0.002.

图7均衡器输出星座图

仿真得知，在信道1与信道2下分别进行判决反馈盲均衡时，不能将BPSK信号分离出来，而采用分集合并技术后可以较好的识别出BPSK信号。

仿真二：

（1）原信号为16QAM信号，过信道h1=[0.183,0.916,0.289,-0.183,0.092,-0.046,0.018]加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为7；前向滤波器步长均为u1=0.00001，后向滤波器步长为u2=0.0000003.

图8均衡器输入星座图

图9均衡器输出星座图

（2）原信号为16QAM信号，过信道h2=[0.2887,0.9129,0.2887];加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为7；前向滤波器步长均为u1=0.000005，后向滤波器步长为u2=0.0000005.

图10均衡器输出星座图

（3）原信号为16QAM信号，分别过信道h1=[0.183,0.916,0.289,-0.183,0.092,-0.046,0.018]h2=[0.2887,0.9129,0.2887]加噪30dB，前向滤波器权系数向量长度均为11，并均采用中心抽头初始化；后向滤波器权系数向量长度均为7；两个前向滤波器步长均为0.00005，后向滤波器步长为0.000001.

图11均衡器输出星座图

由以上仿真可得，在信道1与信道2下分别进行判决反馈盲均衡时,很难将16QAM信号分离出来，但采用分集合并技术后可以明显的识别出16QAM信号。