反激钳位电路设计方法.docx

反激钳位电路设计方法.docx

《反激钳位电路设计方法.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《反激钳位电路设计方法.docx（9页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

反激钳位电路设计方法

一种有效的反激钳位电路设计方法

0引言

   单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1漏感抑制

   变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

   设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2RCD钳位电路参数设计

2.1变压器等效模型

   图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。

2.2钳位电路工作原理

   引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：

   当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。

实验表明，C越大，这儿就越平滑

均是将反射电压吸收了部分

   1）若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3（a）；此句有道理，因为初级电流下降时次级电流开始上升。

   2）若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3（b）；实验表明R或C值越小就会这样，但不一定会到零，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。

3）若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3（c）：

   4）如果RC值取得比较合适，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图3（d），这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。

   第2）和第3）种方式是不允许的，而第1）种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传递，第4）种方式电压峰值大，器件应力大。

可折衷处理，在第4）种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调节R，，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC继续放电至S1下次开通，如图3（e）所示。

本人认为此分析清楚地说明RC放电时间常数要大于开关周期，至少要大于截止时间，也就是RC振荡频率小于开关频率。

2.3参数设计

   S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为Lk与C发生串联谐振，谐振周期为TLC=2π、LkC，经过1／4谐振周期，电感电流反向，D截止，这段时间很短。

由于D存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽略其影响。

总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑。

本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量，所以R的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。

在进入到导通时间后C的电压为负值，千万不要认为是某个电压对C反向充电，本人认为是开关管导通后呈现的低电位。

   对于理想的钳位电路工作方式，见图3（e）。

S1关断时，漏感释能，电容快速充电至峰值Vcmax，之后RC放电。

由于充电过程非常短，可假设RC放电过程持续整个开关周期。

   RC值的确定需按最小输入电压（但有的书上说是按最大值，实际测试表明似乎应是最大值），最大负载，即最大占空比条件工作选取，否则，随着D的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会出现平台，钳位电路将消耗主励磁电感能量。

   对图3（c）工作方式，峰值电压太大，现考虑降低Vcmax。

Vcmax只有最小值限制，必须大于副边反射电压

   可做线性化处理来设定Vcmax，如图4所示，由几何关系得

此公式一时难以理解

   为保证S1开通时，C上电压刚好放到

需满足

   将

（1）式代入

（2）式可得

这个公式有误，应该是

   对整个周期RC放电过程分析，有

   根据能量关系有

   式中：

Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式

（1）和式（4）代人式（5），得

同理这公式有错误应是除以LnDon.

   结合式（3），得

应是

   电阻功率选取依据

   式中：

fs为变换器的工作频率。

3实验分析

   输入直流电压．30（1±2％）v，输出12V／lA，最大占空比Dmax=0.45，采用UC3842控制，工作于DCM方式，变压器选用CER28A型磁芯，原边匝数为24匝，副边取13匝。

   有关实验波形如图5~图8所示。

   图7显示在副边反射电压点没有出现平台，说明结果与理论分析吻合。

4结语

   按照文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地吸收漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量。

经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻了功率器件的开关应力，又保证了足够电压脉动量，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计提供了很好的依据。

网上相关人员讨论：

1．关于吸收电路的问题，很有分析的必要，我也曾对此仔细分析过。

我再分析一下，你可以按照这个思路自己进行计算。

开关管漏极上的电压由三部分组成：

电源电压，反击感应电压（等于输出电压除以杂比），漏感冲击电压。

吸收电路，一定要让他只吸收漏感冲击电压，而不要对另外电压起作用，那样不仅会增大吸收电阻的负担，还会降低开关电源的效率。

首先计算吸收电阻的功耗，如果能做到只对漏感能量吸收，那么他的功率容量应该是漏感功率的1.5-2倍。

漏感的量能为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流，这样算出来的结果是很准确的。

由于吸收电容的另一端是接在正电源上的，所以它的电压只有两部分：

反击感应电压（等于输出电压除以杂比），漏感冲击电压。

电压是一个微分波形，也就是电容放电波形，随着放电，电压会越来越低，当开关管的截止期结束时，一定不要让电压下降到反激感应电压以下，否则就会损耗“本体”能量。

再计算吸收元件的数值，电容太小时，漏感能量灌入后，电压会突升的太高，有可能击穿开关管，可以根据你的开关管耐压，和你希望的振铃高度，确定一个峰值电压，比如100伏，截止期结束时，我们给他定一个终止电压，比如50伏，这样，就可以计算出吸收电容的数值来：

原理是，电容电压变化量所导致的能量差=一个周期的漏感能量。

（上面的公式5）

假设反激感应电压为U，那么电容电压的最大值就是（U+100），最小值就是（U+50），电容中的能量有一个计算公式，Ec=0.5*C*U*U，

所以，能量差就是：

Ech-Ecl=0.5*C*（（U+100）*（U+100）-（U+50）*（U+50）），U是已知的，能量差也是已知的，电容还算不出来吗？

最后计算吸收电阻。

电容放电公式：

u=Uo*exp（-t/τ），t/τ=-ln（（U+50）/（U+100））经本人推算应是t/τ=-ln（（U+100）/（U+50）），或-t/τ=-ln（（U+50）/（U+100）），掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误，t=截止期时间（按正常工作时的截止时间计算），可以算出τ，τ=RC吸收时间常数，那么吸收电阻不也就出来吗？

本人认为这个讲的有道理.

2.按上述理论进行计算：

变压器初级电感L=632uH，漏感Llou=29uH。

  先算Ip:

  假定最大输出功率时是DCM模式.

            则  Pin=0.5*Ls*Ip*Ip*f  

                Ip  =（Pin/0.5*Ls*f）（0.5）=（P0/η*0.5*Ls*f）（0.5）

                    =（150/0.85*0.5*623*10（-6）*70*10（3））

                    =2.7A  

漏感的能量为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流

            Wlou=0.5*Ls*Ip*Ip*f

                =0.5*29*10（-6）*2.7*2.7*70*10（3）=7.3W

    由上面漏感能量数值可看出，漏感能量太大了，如果此能量全都由电阻来消耗，按两倍功率计算，要15W的电阻。

这是无法办到的。

    这么大的功耗，从上面计算可以看出，是由于初级Ip太大造成的。

如果是几十W的电源，那么功耗就可以接受了。

    对以上结果，请问计算有问题没有？

有什么办法？

3．

是的，这个功耗是太大，漏感功耗没有别的去处，只能消耗在吸收电阻上。

像这种功率较大的开关电源，一般都是工作在连续状态，否则，开关管的功率容量和磁芯的功率容量都得不到充分利用，还有一个问题，就是工作在不连续或者临界状态的变压器，由于其磁通变化量太大，变压器的发热量也是个不容忽视的问题。

我上面没说，你的初级电感量太小，变压器可能工作在非连续状态。

增大电感量，初级电流自然就降下来了。

你可以这样计算：

让磁通的变化量（p-p）/磁通平均值=0.3左右。

另外，如果电源的安全系数要求不是太高（医疗仪器要求高），可以适当减小初次级之间的绝缘厚度，以减小漏感，你的漏感量在正常的数值范围内，但不是特别的小，大功率的电源，漏感就是个很麻烦的问题

4.你好，非常感谢。

初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了，我是刚测的数据。

测时发现，初次级间不加铜皮屏蔽漏感小。

这应是正常的吧。

也可能是漏感加大的缘故，加了屏蔽后尖峰反而大了。

5.初次级间不加铜皮屏蔽漏感小，是正常的。

所谓漏感是通过本线圈的磁力线没有完全通过另一线圈所产生的，增加铜皮屏蔽，相当于线圈之间的耦合难度增大，故漏感增大，分布电容减少。

想减少尖峰，最好的办法是减少变压器漏感，其次是在MOS管漏极加磁珠，这样都会减少损耗，还有就是无损吸收，最后就是用RCD这种有损吸收的方式。

6.是的,铜箔不是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而言,它和绝缘材料差不多.

网上有人这样讲:

rcd的rc时间常数必须长于开关周期，也就是rc震荡频率要小于开关频率，这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通，造成系统的震荡.本人仔细分析了一下,这样讲有一定的道理,但<开关电源设计指南>P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰和第二个尖峰时间的3倍就够了,这个我认为有点错,因为有人讲振荡频率是指第一个脉冲以后的，从图上看基本差不多，第一个脉冲是漏感往C里面充电的过程，然后根