双向交错并联DCDC变流器设计与仿真讲解.docx
《双向交错并联DCDC变流器设计与仿真讲解.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《双向交错并联DCDC变流器设计与仿真讲解.docx（18页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
双向交错并联DCDC变流器设计与仿真讲解
课题10:
双向交错并联DC/DC变流器设计与仿真
主要性能指标要求：
输入线电压10V-15V，交流输出功率400W，输出电压48V，电压控制稳态精度为3%,输出电压纹波峰峰值为100mv。
具体内容：
要求学生在深入学习和分析双向交错并联DC/DC变换器的组成
l.iS|宀△I、
>—I'i—1
a
和工作原理基础上，完成主电路和驱动保护电路的硬件设计与元件选型，并在MATLABSIMULINK平台上，完成控制系统仿真。
-I-l?
l
图2双向交错并联DC/DC电路结构图
摘要
本设计是在双线交错并联DC/DC电路结构图的基础上进行主电路和驱动电路，保护电路的硬件设计，并通过对电路参数的计算进行元件选型，并在simulink上完成控制系统的仿真。
【关键词】DC/DC变换器，驱动电路PWM控制，保护电路
第一章原理分析
|?
|
图2双向交错并联DC/DC电路结构图
1.1双向交错并联DC/DC变换器工作模式分析
Boost工作模式
该模式下电路的等效电路图如下图所示:
该电路的作用把低压端储存的能量通过Boost电路变换成电压较高、稳定的直流电源。
此时S3和S4工作，Csuper（Vin）放电。
由于变换器在启动时功率较大，而超级电容的电压又较低，故其放电电流较大，进而两
路电感电流之和在变换器工作于Boost模式时一直处于连续工作状态。
而且，当变换器工作
在最大功率下时，每一路的电感电流也工作在连续状态。
为了简化分析，对变换器工作于最
大功率时，作出如下假设：
（1）两路开关导通占空比相等，即D3=D4=D，相位差相差180度；
（2）两路电感相等，即L仁L2=L;
（3）电路已经进入稳态，各个开关周期内电流相等。
根据开关管S3S4占空比D的情况，Boost模式又可以分为3种状态：
D<0.5，D=0.5和D>0.5。
当D<0.5时，由于开关管的导通时间较短，存在两路的续流二极管同时导通的情况，该
状态下个阶段电路的主要波形如图2所示。
图2Boost模式D<0.5时电路主要工作波形
在阶段一中，开关管
释放能量，此阶段有：
S3开通，电感L1储存能量；开关管S4关断，D2续流，电感L2
rdiL\
dt席
dt
在阶段二中，开关管S3关断，D1续流，电感L1释放能量；开关管S4关断，D2续流,电感L2释放能量，此阶段有：
阶段三和阶段四重复阶段一和阶段二的过程，根据图2和伏秒前平衡原理，可以分别求得
电感电流的纹波厶iL1、△IL2和超级电容的纹波△isc以及电压增益Ay:
VDT
2L
当占空比D=0.5时，电路只有两个阶段，开关管S3和S4轮流导通，该状态下的电路
阶段过程和各阶段的主要工作波形如图3所示。
图3Boost模式D=0.5时电路的主要工作波形
当开关管导通占空比继续增加至大于0.5之后，将会出现两个开关管同时导通的情况。
该
状态下一个开关周期的各阶段电路的主要工作波形如图4所示。
▲
图4Boost模式D>0.5时电路的主要工作波形
在阶段一中，两个开关管S3和S4都开通，电感L1和L2储存能量，此阶段有:
dt*
dt
£业％）J
出*
在阶段二中，开关管S3继续导通，电感L1继续储能；开关管S4关断，D2续流，电感L2释放能量，此阶段有：
阶段三和阶段四重复阶段一和阶段二的过程，根据图4和伏秒平衡原理分别可以求得
电感电流的纹波厶iL1、A112和超级电容的纹波△isc以及电压增益Ay:
VDT
11
Buck工作模式
该模式下电路的等效电路图如下图所示:
■i
i
3
T-
S1
r-
I—
1
—
厶
2
TE
X1
1
1
L1
L
/VYV\
i
Vbus=—
—COUT
L2i?
1
||■«~
J¥Y¥V
I
1■：
TEXT>
3
t—
S3
广
S4
C&u
LCIN
7-
:
2
1
-
匹J
L
』TF
XT>
TE
Jtexi
1
1
在该模式下电路将高压断多余的能量通过Buck电路回馈给Csuper。
此时S1和S2工作，Csuper充电。
与Boost模式一样，Buck模式下根据开关管S1、S2占空比D的情况不同可以分为三种状态：
D<0.5,D=0.5和D>0.5。
当D<0.5时，由于开关管的导通时间较短，存在两路的续流二极管同时导通的情况，该状态下一个开关周期的电路各阶段主要工作波形如图5所示。
图5Buck模式D<0.5时电路主要工作波形
在阶段一中，开关管S1开通，电感L1储存能量；开关管S2关断，D4续流，电感L2释放能量，此阶段有：
dr
Ldi
在阶段二
电感L2释放能量，此阶段有:
中，开关管S1关断，D3续流，电感L1释放能量；开关管S2关断，D4续流,
曲*
£〃（如+気）=一2丫
丨由”
阶段三和阶段四重复阶段一盒阶段二的过程，根据图5和伏秒前平衡原理，可以分别求得
电感电流的纹波厶iL1、△IL2和超级电容的纹波△isc以及电压增益Ay:
%7产警
|*2L
4■升0
当占空比D=0.5时，电路只有两个阶段，开关管S1和S2轮流导通，该状态下的电路
阶段过程和各阶段的主要工作波形如图6所示。
图6Buck模式D=0.5时电路主要工作波形
当开关管导通占空比继续增加至大于0.5之后，将会出现两个开关管同时导通的情况。
该状态下一个开关周期的各阶段电路的主要工作波形如图7所示。
图7Buck模式D>0.5时电路主要工作波形
ai
在阶段二中，开关管S1继续导通，电感L1继续储能；开关管S2关断，D4续流，电感L2释放能量，此阶段有：
阶段三和阶段四重复阶段一和阶段二的过程，根据图7和伏秒平衡原理分别可以求得
电感电流的纹波厶iL1、A112和超级电容的纹波△isc以及电压增益Ay:
VDT
2L
第二章参数设计
表1双向交错并联DC/DC变换器参数要求
输入线电（V）
输出电压（V）
交流输出功率（W）
电压控制稳态精度
输出电压纹波波峰值（mv）
10-15
48
400
3%
100
双向交错并联DC/DC变换器的主要元件包括储能电感L1、L2,输入侧电容滤波Ci,输
出侧电容滤波Co和功率开关管。
在上文原理分析的基础上，下面将给出变换器电路各元件的具体参数设计。
2.1电感参数设计
最大的电感电流纹波（峰峰值）△iL为其平均值的20%分别计算Boost模式和Buck模
式下电感值，Boost电路电感LBoost和Buck电路的电感LBuck分别为:
考虑到采用了交错并联及术后，两相交错并联电路所需的电感值所需的电感值
与单个Boost或Buck所需电感值Lsingle存在如下的关系：
Ldual
（D』）J
0O.5£D<1
综合以上
Vsc需
上式中D，=1-D。
由此计算出Boost模式下Ldual=23.44Uh,Buck模式下Ldual=21.48uH,考虑，装置中采用电感L仁L2=25uH。
2.2输入输出滤波电容设计
考虑输入输出侧最大的电压纹波△V为3%,则输入侧应满足超级电容电压波动△求，因此可的输入侧的滤波电容
'16」炉址
上式中R为变换器的等效负载。
由此计算出输入电容Ci=65Uf,输出电容Co=100uF。
由于一般电解电容的ESR较大,在功率较大时发热较为严重，影响了整个系统的安全性，故采用多个容值较小的CBB电容
并联作为输出电容。
实际上取输入电容Ci=100Uf，输出电容Co=120uF。
2.3功率开关器件选择
装置选取MOSFET作为开关器件以减小装置体积。
又由变换器的原理分析可知流过功率开关器件的电流最大值和电感电流的最大值是相等的，因此最大的漏极电流：
考虑10%的裕量，取IDmax=24A。
功率开关器件所承受的最大电压应力就是输出电压的最大值即：
^m=^x105%
但考虑到MOS管关断时由于电路引线电感的影响，通常存在较大的电压过冲。
因此实
际装置中取VDSmax=60V。
第二章驱动电路设计
由于所采用的MOS管输入结电容，考虑其开通时间在50ns以内，故驱动峰值电流
6A.。
选取型号为IXDD609的驱动芯片来驱动
MOS管，该驱动
芯片的驱动峰值电流为9A.，驱动电压的上升和下降时间均小于25ns。
驱动电路如图13所
示。
双向交错并联DC/DC变换器共有4个MOS管，其中Boost模式的MOS管S1,S2是共
地的，而Buck模式的MOS管S3,S4是隔离的，因此驱动电路的供电电源共需3路互相隔
离的+5V和+15V。
图13驱动电路图
第四章电路仿真
在Boost工作模式下，输入电压为10-15V，给定输出电压为48V，是测出输出电压为
48V，是测出输出电压在额定功率左右是误差为10mV，效率达到92.4%，图14a为系统在
Boost工作模式额定功率稳态运行时相关参数的波形。
图14b为系统负载瞬时降低20%时的
电压波形。
可见，输出电压在5ms内稳定在48V。
为了保证系统可靠性，系统在启动时控
制程序给定一个线性变化量，通过约30ms达到48V，图14c为系统启动过程中相关参数的
实验波形。
在Buck工作模式下，高压端输入电压为直流48V。
图14d为系统在Buck模式
下，给定输出电流13.5A时稳态工作的波形。
NkBu^kfQA
14
LJ
□
j
*■■'■■■
■
实验仿真图形
第五章控制系统建模与仿真
5.1Boost模式下的控制系统建模与仿真
Boost模式下的信号
采用受控电流源、受控电压源和理想变压器等效，建立变换器在
交流等效电路，如图8所示:
L*>,（!
）
图8Boost模式下的小信号交流等效电路
为了简化计算，忽略电感参数的差异，假定L仁L2=L,IL1=IL2,d1（t）人=d3（t）人=d（t）
人，ll1（t）人=iL2（t）人=iL（t）人。
同时，因为电路的稳态量D仁D3设D仁D3=D.
根据小信号模型等效电路，可以求出Boost工作模式下占空比到电感电流的传递函
Gid（s）:
Rg
Boost模式下，通过控制双向DC/DC变换器的输出电流来补偿蓄电池额定放电电流的
不足。
其控制框图如图9所示：
图9Boost模式下的系统控制框图
输出电流经过低通滤波和功率守恒计算，得到输入电流的给定值。
通过分别控制两路电
感电流，一方面减小了两路之间的电流误差，同时也达到了间接控制输出电流的目的。
5.2Buck模式下控制系统建模与仿真
采用受控电流源、受控电压源和理想变压器等效，建立变换器在Buck模式下的信号交
流等效电路，如图10所示:
图10Buck模式下的小信号交流等效电路
为了简化计算，忽略电感参数的差异，假定L仁L2=L,IL1=IL2,d2（t）人=d4（t）人=d（t）
人，Il1（t）人=iL2（t）人=iL（t）人。
同时，因为电路的稳态量D2=D4设D2=D4=D.
根据小信号模型等效电路，可以求出Buck工作模式下占空比到电感电流的传递函数
Gid（s）:
占空比到输出电压的传递函数Gud（s）:
电感电流到输出电压的传递函数Gv1（s）:
G何3.=_—.
hu）卩册⑶so曲）~a）-opM（j）二o
Buck模式下，采用电压电流双向闭环的控制策略，给超级电容充电。
通过电压
11所示:
外环精确控制充电电压，通过电流内环提高响应速度。
其控制框图如图
图11Buck模式下的系统控制框图
电压外环通过PI控制器得到内环的电流给定值，即两路电感电流之和，电流内环控
制没一路的电感电流等于电流给定值的一半，与Boost模式一样，两路电感电流分别独立控
制。
第六章总结
升级会员 