直流电机双闭环调速控制系统设计.docx
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直流电机双闭环调速控制系统设计
1设计任务：
1.1技术数据
（1）用线性集成电路运算放大器作为调节器的转速、电流无静差直流控制系统，主电路由晶闸管可控整流电路供电的V-M系统
电动机：
额定数据24V,1.25A,1000r/min,
飞轮转矩:
Kgm*m=7.0,过载倍数1.5
晶闸管可控整流电路：
三相桥式整流电路，整流变压器Y/Y连接，二次测线电压U2l=230V
V-M系统电枢回路总电阻：
R=1Ω
测速发电机：
永磁式，额定数据23.1W,110V,0.21A,1900r/min
（2）稳态性能指标
生产机械要求调速范围:
D=10；静态率:
s%≤5%
（3）动态性能指标
起动超调量:
σn%≤15%σ
%≤5%
扰动产生的动态偏差:
（n
-n
）/n
*100%≤10%;
恢复时间:
t
≤0.5s
（4）对起动、停车的快速性无特别要求
1.2要求完成的任务
（1）画出双闭环调速控制系统的结构原理框图（等效传递函数框图）；
（2）给出控制系统各部分的电路图，并详细说明该部分的功能实现方法或换算与推导过程；
（3）给出控制系统完整的总体电路图，以附件的形式粘在设计报告末尾
2直流电机双闭环系统的组成
2.1双闭环系统总体原理结构方案设计…………………………………….
●直流电机双闭环系统原理图及其描述
图2-1直流电机双闭环系统原理图
转速电流双闭环控制的直流调速系统是最典型的直流调速系统，其原理结构如图2-1所示。
双闭环控制电流调速系统的特点是电机的转速和电流分别由两个独立的调节器分别控制，且转速调节器的输出就是电流调节器的给定，因此电流环能够随转速的偏差调节电机电枢的电流。
当转速低于给定转速时，转速调节器的积分作用使输出增加，即电流给定上升，并通过电流环调节使电机电流增大，从而使电机获得加速转矩，电机转速上升。
当实际转速高于给定转速时，转速调节器的输出减小，即给定电流减小，并通过电流环调节使电机电流下降，电机将因为电磁转矩减小而减速。
在当转速调节器饱和输出达到限幅值时，电流环即以最大电流限制Idm实现电机的加速，使电机的启动时间最短，在可逆调速系统中实现电机的快速制动。
在不可逆调速系统中，由于晶闸管整流器不能通过反向电流，因此不能产生反向制动转矩而使电机快速制动。
2.2双闭环系统各组成部分电路方案设计…………………………………
2.2.1晶闸管整流电路及保护电路
如下图，为晶闸管整流电路原理图，其中整流变压器以Y/Y连接。
三相桥式全控整流电路的特点：
1）
2管同时通形成供电回路，其中共阴极组和共阳极组各1，且不能为同1相器件。
2）对触发脉冲的要求：
按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60。
共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120。
同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2，脉冲相180。
图2-2三相桥式全控整流电路原理图
3）ud一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该电路为6脉波整流电路。
4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲
可采用两种方法：
一种是宽脉冲触发
一种是双脉冲触发（常用）
5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同。
在电力电子电路中，除了电力电子器件参数选择合适、驱动电路设计良好外，采用合适的过电压保护、过电流保护、du/dt保护和di/dt保护也是必要的。
2.2.2触发控制电路………………………………………………………
1）晶闸管触发
在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。
应用线性控制理论进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。
实际的触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作范围内近似看成线性环节。
如有可能，最好先用实验方法测出该环节的输入-输出特性，即曲线，图2-5是采用锯齿波触发器移相时的特性。
设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。
晶闸管触发和整流装置的放大系数可由工作范围内的特性率决定，计算方法是:
（2-1）
图2-5晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定
如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。
例如：
设触发电路控制电压的调节范围为
Uc=0~10V
相对应的整流电压的变化范围是
Ud=0~220V
可取Ks=220/10=22
在动态过程中，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。
众所周知，晶闸管一旦导通后，控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到下一相触发脉冲来到时才能使输出整流电压发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的状况。
图2-6晶闸管触发与整流装置的失控时间
显然，失控制时间是随机的，它的大小随发生变化的时刻而改变，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电源频率和整流电路形式有关，由下式确定
（2-2）
式中—交流电流频
—一周内整流电压的脉冲波数。
相对于整个系统的响应时间来说，Ts是不大的，在一般情况下，可取其统计平均值Ts=Tsmax/2，并认为是常数。
也有人主张按最严重的情况考虑，取Ts=Tsmax。
表2-1列出不同整流电路的失控时间。
表2-1各种整流电路的失控时间（f=50Hz）
用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为
（2-3）
按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为
（2-4）
由于式（2-4）中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。
为了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则式（2-4）变成
（2-5）
考虑到Ts很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。
（2-6）
图2-7晶闸管触发与整流装置动态结构图
2）同步变压器
同步变压器是用来为晶闸管提供同步信号来作为其控制电压的。
在晶闸管整流电路中，晶闸管需要一个触发脉冲来控制其导通，而在什么时刻给可控硅发触发脉冲是要有时间基准的，而这个时间基准通常便是晶闸管的阳极电压。
即要使触发脉冲与阳极电压同步，最直接的做法便是引阳极电压来作为触发脉冲。
但是这其中出现一个问题：
一般整流桥阳极电压都比较高，不能直接引入控制装置，因此需要利用一个变压器来降压，并同时起到一定的隔离作用，这个变压器就是同步变压器。
简言之：
同步变压器的功能是将晶闸管阳极电压变压来作为此晶闸管的控制信号，有此作用的变压器就叫做同步变压器。
2.2.3系统给定…………………………………………………………….
1.电位器给定方式
电位器的选择方法如下：
为了使测速发电机的电枢压降对转速检测信号的线性度没有显著影响，取测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定值的20%。
2.（+15V，-15V）稳压电源
各运算放大器的供电电压为+15V和-15V，晶闸管触发电压调节范围为-15V~+15V。
2.2.4检测电路……………………………………………………………
●电流检测电路
图2-8电流检测电路（TA-电流互感器）
在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图2-8电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。
电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。
为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等方向相反的伏秒积。
在多数控制电路拓扑中，电流过零时占空比接近100％，所以电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。
要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压，所以在设计电流互感器电路时应使用高耐压的二极管耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。
●转速检测电路
如图2-9示，采用霍尔件的转速检测电路，磁转子M旋转的同时，使霍尔元件H的磁极（N、S）产生变化，从而检测转子的转速。
从霍尔元件结构上看，输出端包含共模电压Uc，电压Uc与霍尔电压毫无关系，图2-9采用霍尔元件的电流检测电路
使用时此电压必须除去，一般采用差动输入的运算放大器。
该电路就是采用运算放大器除去共模电压。
霍尔元件的输出端接到差动放大器的输入端，因此c点电压等于d点电压时，运算放大器无输出；c点电压大于d点电压或小于d点电压时，有差动信号输入，这时运算放大器输出端有较大的输出电压。
输出为矩形波，电路中的反馈电阻Rf小时，也能获得平稳的输出波形。
运算放大器有较大的放大作用，霍尔元件输出很小也不会有问题，这时多采用输出电压小，温度特性非常好的GaAs的霍尔元件。
2.2.5调节器的选择………………………………………………………
本节将设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。
系统设计对象：
转速、电流双闭环调速系统。
图2-10双闭环调速系统的动态结构图
上图与前述的结构图不同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。
其中
⏹T0i—电流反馈滤波时间常数
T0n—转速反馈滤波时间常数
系统设计原则：
系统设计的一般原则：
“先内环后外环”
从内环开始，逐步向外扩展。
在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。
1）电流调节器的设计
设计分为以下几个步骤：
.电流环结构图的简化
简化内容：
⏹忽略反电动势的动态影响
在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。
这时，电流环如下图所示。
图2-11（a）电流环的动态结构图及其化简
⏹等效成单位负反馈系统
如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i（s）/，则电流环便等效成单位负反馈系统
图2-11（b）电流环的动态结构图及其化简
⏹小惯性环节近似处理
最后，由于Ts和T0i一般都比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为
T∑i=Ts+Toi（2-7）
简化的近似条件为
（2-8）
电流环结构图最终简化成图2-11（c）
图2-11（c）电流环的动态结构图及其化简
.电流调节器结构的选择
⏹典型系统的选择：
●从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用I型系统就够了。
●从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。
图2-11（c）表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成
（2-9）
式中Ki—电流调节器的比例系数；
i—电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
（2-10）
则电流环的动态结构图便成为图2-24a所示的典型形式，其中
（2-11）
校正后电流环的结构和特性
图2-12校正成典型I型系统的电流环
.电流调节器的参数计算
在一般情况下，希望电流超调量i<5%，由表2-2，可选=0.707，KITi=0.5，则
（2-12）
再利用式（2-10）和式（2-11）得到
（2-13）
.电流调节器的实现
⏹模拟式电流调节器电路
图中
U*i—为电流给定电压；
–Id—为电流负反馈电压；
Uc—电力电子变换器的控制电压。
图2-13含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器
电流调节器电路参数的计算公式
（2-14）
（2-15）
（2-16）
2）转速调节器设计及计算
⏹转速环的动态结构
用电流环的等效环节代替图2-10中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-14a所示。
图2-14a转速环的动态结构图及其简化
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n（s）/，再把时间常数为1/KI和T0n的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中
（2-17）
b）等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中（见图2-14b），现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为
（2-18）
式中Kn—转速调节器的比例系数；
n—转速调节器的超前时间常数。
这样，调速系统的开环传递函数为
令转速环开环增益为
（2-19）
则
（2-20）
c）校正后成为典型II型系统
转速调节器的参数包括Kn和n。
按照典型Ⅱ型系统的参数关系，由式
Τ=hT（2-21）
得
（2-22）
又
（2-23）
因此
（2-24）
至于中频宽h应选择多少，要看动态性能的要求决定。
无特殊要求时，一般可选择
h=5
⏹模拟式转速调节器电路
图中
●
U*n—为转速给定电压，
●-n—为转速负反馈电压，
●U*i—调节器的输出是电流调节器的给定电压。
图2-15含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器
（2-25）
（2-26）
（2-27）
转速环与电流环的关系：
外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。
这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。
直流电动机双闭环环电压调速控制系统设计
姓名：
吴肖寒
学号：
14894016
班级：
10级电气工程及其自动化一班
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