两电平电压源逆变器空间矢量调制方案知识讲解.docx

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两电平电压源逆变器空间矢量调制方案知识讲解

任务2:

两电平电压源逆变器空间矢量调制方案

周乐明学号：

S11092064电气2班

摘要

提出了三相两电平逆变器的空间矢量调制方法，详细讨论了两电平逆变器的工作原理

及空间矢量调制的基本原理，并给出一个具体的仿真实例，通过仿真，可以得出实际运行

中的电压、电流的波形，而且在文中给出了实例的电路原理图，使得对于空间矢量调制的

原理得以更加清楚的认识。

1.两电平电压源逆变器空间矢量调制

1.1结构试图

三相电压型逆变器电路原理图如图2.1所示。

定义开关量a,b,c和a'，b'，c'表示6个功

率开关管的开关状态。

当a，b或c为1时，逆变桥的上桥臂开关管开通，其下桥臂开关管关断（即a'，b'或c'为0）;反之，当a，b或c为0时，上桥臂开关管关断而下桥臂开关管开通（即a'，

b'或c'为1）。

由于同一桥臂上下开关管不能同时导通，则上述的逆变器三路逆变桥的组态一共有8种。

对于不同的开关状态组合（abc），可以得到8个基本电压空间矢量。

各矢量为：

Ude为直流母线电压）。

表2-1开关组态与电压的关系

a

b

c

Van

Vbn

Vcn

Vab

Vbc

Vca

Uout

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

2Udc/3

-Udc/3

-Udc/3

Udc

0

-Udc

■|Udc

3

0

1

0

-Udc/3

2Udc/3

-Udc/3

-Udc

Udc

0

2打

-Udce3

3

1

1

0

Udc/3

Udc/3

-2Udc/3

0

Udc

-Udc

-Udce〈

3

0

0

1

-Udc/3

-Udc/3

2Udc/3

0

-Udc

Udc

r.4

23

一Udee

3

1

0

1

Udc/3

-2Udc/3

Udc/3

Udc

-Udc

0

2点-Udee

3

0

1

1

-2Udc/3

Udc/3

Udc/3

-Udc

0

Udc

—Udcej

3dc

1

1

1

0

0

0

0

0

0

0

可以看出，在8种组合电压空间矢量中，有2个零电压空间矢量，6个非零电压空间矢

量。

将8种组合的基本空间电压矢量映射至图

2.11所示的复平面，即可以得到如图2.13所

图22电压空间矢量与对应的（abc）示意图

示的电压空间矢量图。

它们将复平面分成了

6个区，称之为扇区。

1.2SVPWM算法实现

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期Tpwm内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。

本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。

如

上图2.2所示，在某个时刻，电压空间矢量Uout旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两

个相邻的非零矢量（Uk和Uk+1）和零矢量（U。

）在时间上的不同组合来得到。

先作用的Uk称

为主矢量，后作用的Uk+1称为辅矢量，作用的时间分别为Tk和Tk+1，U000作用时间为To

以扇区I为例，空间矢量合成示意图如图2.3所示。

根据平衡等效原则可以得到下式：

ur

U2

Uout

ur-uU0

要合成所需的电压空间矢量,

U1T

图2.3电压空间矢量合成示意图

需要计算T1,T2,T0,由图2.14可以得到:

r

Uout

r

U2

sin2

/3

sin（

/3）

sin

r

r

r

U01

=I

U60

I=2Ude/3和I

U

out

（2-5）

I=Um代入式（2-30）中，可以得到:

/3

Ts斤

将式（2-29）及I

区域内调制，则要满足U

out

Um2Ude/3，即Mmax

2/乜1.15471。

由此可知,

式中，T1,T2,T0分别为U0,U60和零矢量U000和U111的作用时间，B为合成矢量与

主矢量的夹角。

ir

Ueo

-3UmTPWM

Ude3

在SVPWM调制中，调制深度最大值可以达到1.1547，比

深度1高出0.1547,这使其直流母线电压利用率更高，也是优点。

SPWM调制最高所能达到的调制

SVPWM控制算法的一个主要

（1）判断电压空间矢量Uout所在的扇区

判断电压空间矢量Uout所在扇区的目的是确定本开关周期所使用的基本电压空间矢

量。

用Ua和UB表示参考电压矢量Uout在aB轴上的分量，定义Urefl,Uref2,Uref3三个变量，令：

Ureflu

Uref2・3uU（2-7）

Uref3'、3UU

再定义三个变量A,B,C通过分析可以得出：

若Uref1>0,贝VA=1，否则A=0；

若Uref2>0，则B=1，否则B=0；

若Uref3>0，则C=1，否则C=0。

令N=4*C+2*B+A，则可以得到N与扇区的关系，通过下表2-2得出Uout所在的扇区（如图2.2）。

表2-2N与扇区的对应关系

Table2-2ThecorrespondingrelationshipbetweenNandsector

N

3

1

5

4

6

2

扇区

I

n

出

IV

V

（2）确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间

由图2.14可以得出:

（2-9）

（2-10）

则上式可以得出:

^TpwmC.3uu）

2Udc

3Tpwmu

Udc

同理，以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间，可以令:

X

3TPWMu

Udc

Y

'3Tpwm

/）

（uu）

Udc

2

Z

3TPWM

（逅）

（uu）

Udc

2

可以得到各个扇区「、T2、T0作用的时间如下表2-3所示。

表2-3各扇区「、T2、T0作用时间

Table2-3TheeffecttimeofT1、T2、T0everysector

N

1

2

3

4

5

6

T1

Z

Y

-Z

-X

X

-Y

T2

Y

-X

X

Z

-Y

-Z

T0

Tpwm=Ts-T1-T2

如果当Tl+T2>TPWM，必须进行过调制处理，则令

T2TpwM

TiT2

（2-11）

（3）确定各扇区矢量切换点定义：

Ta（TPWMT1T2）/4

（2-12）

TbTaTi/2

TcTbT2/2

二相电压开关时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表2-4所示。

表2-4各扇区时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3

Table2-4TheswitchingtimeofTcmpi、Tcmp2、Tcmp3everysector

N

1

2

3

4

5

6

Tcmp

1

Tb

Ta

Ta

Tc

Tc

Tb

Tcmp

2

Ta

Tc

Tb

Tb

Ta

Tc

Tcmp

3

Tc

Tb

Tc

Ta

Tb

Ta

为了限制开关频率，减少开关损耗，必须合理选择零矢量000和零矢量111,使变流器

开关状态每次只变化一次。

假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同，生

成的是对称PWM波形，再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。

例如图1-4所示的扇

区I，逆变器开关状态编码序列为000,100,110,111,110,100,000,将三角波周期Tpwm

作为定时周期，与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较，从而调制出SVPWM波，其输出波形如图2.15所示。

同理，可以得到其它扇区的波形图。

J

\—

PWMA

p-1

PWMB

1

PWMC

T0/4

T1/2

丁2/2-

T°/4

T0/4

T2/2

T1/2

一T°/4.

U0001

U0j

:

U60：

U111

U111

U60

U0

U000

（000）

（100）

（110）

（111）（111）（110）（100）

（000）

TaTbTc

图2.4扇区I内三相PWM调制方式

1.3参数计算

基准电流Ib—106/3/（4160/.3）138.8A3Vb

又功率因素为0.95,有

设基准电阻为X，基准电抗为丫

2

17.32

则有—

0.95

X

0.9

因此线路总漏电感

其中Vdcma*，3*Vref=5883V

2.simulink仿真得到的波形

其中a）为Vab的波形，b）为iA的波形，c）为Vab的THD，d）

为iA的THD

a）

1D0

b）

51015202530

Harmonicorder

Fundamental（30Hzj-25&413074%

76oo

54321o.o'.OLoo.

°a.

（sugepuL?

右牢）s5乏

4321o（--sLICDUIEPUnLL40）be

d）

图Ama=0.4f=30HZ

a）

b）

.21CO肯42

1oo.o.o=吕U9lu-s-urfJO_£5es

Fundamental（60Hz>=2579THID=13075%

0246310121416

Harmo'ii亡order

=EC①m-gunLL15迟mes

024681012U16

Harmonicorder

d）

图Bma=0.4f=60HZ

a）

b）

.2

J

（_Eluq>LUsunLi_£誤）gw

M■■■■■■■■■■■■■■■■■

0246810121416

Harmonicorder

c）

Fundamental（6OH2）=124-.6THD=20.20%

024601012U16

Harmonicorder

d）

图Cma=0.8,f=60HZ

43210（-gcOJlunlpunLl.黒一Bmw

a）

b）

Fundamental（30Hzi=5152,THD=60.76%

llilllillii

43

OO-

〔-eFoEPPLInLJ-芯£>

-?

O-

4—

510152D2530

Harmonicorder

c）

FundamentalOOHz）=133.1,THD=14.92%

IHIIIIiiiiibm

51015202530

Harmonicorder

d）

图Dma=0.8,f=30HZ

3结论

1.Vab的波形并非半波对称，它包含有奇次谐波和偶次谐波。

2.由于负载电感的滤波效果，iA的THD远小于Vab的THD,这是由于收到了负载电感滤波的影响。

3.电压和电流的谐波以边带形式出现，采样频率及倍频为中心分布在两边。

4.几波电压与调制因素成正比

5.Vab的THD睡着ma的增加而减小。

6.每半个基波周期中的脉冲个数Np对THD的影响不大

附图二：

两电平电压源逆变器空间矢量调制图

图3.1整体模型

图3.2SVPWM仿真模型图

图3.3中间变量XYZ

Switdil

图3.4t1、t2时间的计算

CZ）

*CD

LSfrti

4j上

-D

U

hi」Itiport

"I仙

*QD

ian2

*CCj

tsmil

图3.5计算切换时间tcmltcm2tcm3

图3.6导通时刻模块

Qain^

cx>

lE

S4Jb73Zt

Subtradl

6gin1

S^inl

XZD

XZD

ub

ub

图3.7三相到两相静止变换

图3.8扇区选择模块