单相无功补偿综述.docx
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单相无功补偿综述
电气工程学院
专业综合设计
设计题目：
基于单相PWM整流器的无功补偿控制电路设计
学 号：
09292024
姓名：
熊飞
同组人：
殷玮川
指导教师：
季晓衡
设计时间：
2012年11月
设计地点：
电气学院实验中心
专业综合设计成绩评定表
姓名
学号
设计题目：
基于单相PWM整流器的无功补偿控制电路设计
设计答辩或提问记录：
成绩评定依据：
方案设计（20％）：
设计调试情况（50％）：
设计考核验收（15％）：
设计总结报告（15％）：
最终评定成绩（以优、良、中、及格、不及格评定）
指导教师签字：
年月日
专业综合设计任务书
学生姓名：
熊飞指导教师：
季晓衡
一、设计题目：
基于单相PWM整流器的无功补偿控制电路设计
二、设计要求
1.根据具体设计课题的技术指标和给定条件，独立进行方案论证和电路设计，要求概念清楚、方案合理、方法正确、步骤完整；
2.查阅有关参考资料和手册，并能正确选择有关元器件和参数，对设计方案进行仿真；
3.完成预习报告，报告中要有设计方案，设计电路图，还要有仿真结果；
4.进实验室进行电路调试，边调试边修正方案；
5.撰写设计报告——最终的电路图、调试过程中遇到的问题和解决问题的方法。
三、进度安排
1．时间安排
序号
内容
学时安排（天）
1
方案设计
2
2
设计、调试
6
3
考核验收
1
4
撰写设计总结报告
1
合计
10
设计调试地点：
电气楼4层
2．执行要求
每组不得超过2人，要求学生在教师的指导下，独力完成所设计的详细电路（包括计算和器件选型）。
严禁抄袭，严禁两篇设计报告雷同。
摘要
无功功率补偿是涉及电力电子技术、电力系统、电气自动化技术、理论电工等领域的重大课题。
本设计着重讨论了单相PWM整流器用于电路并联无功补偿的算法以及仿真。
本设计讨论的算法有电流滞环控制、矢量控制-电流同步PI控制、直接功率控制-功率前馈解耦控制。
并都在simulink上进行仿真验证以及比较。
关键词：
无功功率补偿、单相PWM整流器、电流滞环、功率前馈解耦、矢量控制
Abstract
Reactivepowercompensationisinvolvedinpowerelectronictechnology,electricpowersystem,electricalautomationtechnology,theoryelectricalandotherareasofmajorissue.Thisdesignmainlydiscussedthesingle-phasePWMrectifiercircuitinparallelforreactivepowercompensationalgorithmandsimulation.Thedesignofthealgorithmarediscussedcurrenthysteresiscontrolandvectorcontrol-currentsynchronousPIcontrol,directpowercontrol-powerfeedforwarddecouplingcontrol.Andinthesimulinksimulationverificationandcomparison.
Keywords:
Reactivepowercompensation,single-phasePWMrectifier,currenthysteresis,powerfeedforwarddecoupling,vectorcontrol
目录
第一章绪论3
1.1PWM整流器的研究背景与意义3
1.2PWM整流器的控制策略研究现状4
1.3本设计主要工作6
第二章单相PWM整流器控制算法7
2.1直接电流控制-滞环电流控制7
2.1.1开关频率的估算7
2.1.2平均占空比表达式7
2.1.3改进的滞环电流控制简述8
2.2单相PWM整流器同步PI法9
2.2.1虚拟电流的生成9
2.2.2旋转坐标系下的单相PWM整流器数学模型9
2.2.3双闭环整流系统控制器设计11
2.3直接功率控制---功率前馈解耦控制13
2.3.1PWM整流器的功率控制模型13
2.3.2电压型PWM整流器前馈功率解耦控制系统设计14
第三章simulink系统仿真设计15
3.1滞环电流控制系统15
3.1.1无功补偿电流（给定电流）的计算16
3.1.2主系统模块图16
3.1.3滞环参数选择16
3.2同步电流PI法控制系统16
3.2.1主系统模块图16
3.2.2PI控制器参数选定17
3.3接功率控制-功率前馈解耦控制18
3.3.1主系统模块图18
3.3.2PWM控制模块18
3.3.3直接功率控制PI参数的选定19
第四章仿真结果的比较分析20
4.1.1补偿前后电流电压变化20
4.1.2滞环电流控制方式下单相PWM整流器补偿性能21
4.1.3单相PWM整流器直流侧谐波产生机理23
4.2同步PI控制方式下单相PWM整流器补偿性能24
4.3直接功率控制-功率前馈解耦控制25
4.4三种方法启动状态对比26
4.5对三种方法的总结27
参考文献28
第一章绪论
1．1PWM整流器研究的背景与意义
电力电子变流装置由各种电力电子电路及辅助组件组成，可将一种频率、电压、波形的电能变换为另一种频率、电压、波形的电能，从而满足用电负载的特殊工作要求，以获得最大的技术经济效益。
功率半导体开关器件的进步，促进了电力电子变流装置的迅速发展，出现了脉宽调制（PWM）控制为基础的各类变流装置，如逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器。
但是这些变流装置大多需要直流电压供电，因而往往需要整流器装置。
整流器是电力电子变流装置的重要分支。
整流器是一组电力电子开关通过适时、适式的通断控制，并结合一些辅助组件，将交流电变换为直流电的一种电力电子装置。
由于传统的整流环节多采用二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了电网一侧的严重“污染"。
治理这种电网“污染"最根本的措施是控制变流装置的网侧电流进而控制网侧功率因数，即要求变流装置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。
因此，作为电网主要“污染源"的整流器，引起了学术界的极大关注，并开展了大量的研究工作。
PWM整流器的问世解决了传统整流器所存在的问题。
传统整流器多由二极管和晶闸管组成，采用不控或相控等控制方式，不足之处主要在于两个方面。
其一，网侧存在的大量电流谐波，导致电网中的电流波形严重失真乜1。
其二，能量无法在网侧与直流侧双向流动。
PWM整流器由IGBT等全控型器件组成，可工作于单位功率因数，网侧电流可控为正弦波，能量可双向回馈，从而显着改善电能质量，提升电能利用率。
此外，PWM整流器采用高频斩控的控制方式b1，从而减小了滤波器的体积，节省了成本。
PWM整流器的种类繁多，为实际应用场合的选择提供了方便。
按照能量是否可双向流动，PWM整流器可分为可逆与不可逆两种；按照电网相数分类，PWM整流器可分为单相和三相电路；按照调制电平的不同，PWM整流器又可分为两电平、三电平与多电平电路；而按照直流储能形式分类，PWM整流器又可分为电压型与电流型两类。
尽管分类方法多种多样，但最基本的分类方法就是将PWM整流器分为电压型和电流型两大类，其他分类方法就主电路拓扑结构而言，均可归类于电流型或电压型PWM整流器之列。
PWM整流器的诸多优点使得其应用领域十分广泛。
单相PWM整流器还可应用于不间断电源、光伏电池等多个领域。
相信随着电力电子与控制技术的不断发展和完善，PWM整流器的优势将越来越明显，其巨大潜力也会倍受关注，应用的领域也将愈来愈广泛。
可以预见，PWM整流器必将在现代工业领域发挥重要的作用。
1．2PWM整流器控制策略的研究现状
整流电路控制目的是要实现网侧电流正弦化，且与输入电网电压同相位，从而获得单位功率因数；系统的直流电压输出稳定，且动态响应快，稳态误差小；能量可在交直流两侧流动，系统能够四象限运行。
现从网侧电流、直流侧电压以及系统控制这三方面，。
对单相PWMVSR的控制策略进行阐述。
1．网侧电流控制网侧电流的控制目的是使网侧电流中谐波含量少，波形接
近于正弦，相位与网侧电压相同。
由于网侧电流将直接输入电网，因而单相PwMVSR最终的控制效果很大程度上取决于内环电流的控制。
根据是否选取瞬态交流输入电流作为反馈量，PWM整流电路的控制可以分为间接电流控制和直接电流控制两种，现分述如下：
（1）间接电流控制
“间接电流控制"是由J．W．Dixon和B．T．Ooi阳1首先提出
的，其基本思想是“幅相’’控制。
这种控制方法基于系统低频稳态数学模型，按照稳态下电压矢量平衡关系，调节变流器桥臂中点PWM斩控电压的幅值和相位，达到控制输入电流的目的。
这种控制方法有开关机理清晰，无需电流传感器，静态特性好等优点。
但它的缺陷也是很明显的：
首先，由于电压环的响应速度远不及电流环，网侧电流的动态响应较慢；其次，因为控制方法是从系统稳态出发，前提条件是电网电压不发生畸变，而在实际系统中，很多因素会引起电网电压的畸变，因而系统将对参数变化反应过于灵敏，鲁棒性差；再者，由于交流电流不作为直接的反馈控制量，系统缺乏自身的限流功能，还需要专门设计过流保护电路。
因而，这种方法已逐渐被“直接电流控制”所取代。
（2）直接电流控制所谓
“直接电流控制’’就是指构建电流控制环，从而直接对网侧电流进行闭环控制，使系统动态性能得到明显改善。
“直接电流控制”控制多采用直流侧电压外环、网侧电流内环的双闭环策略，其动态响应速度快，稳态控制精度高，鲁棒性好，因而得到广泛应用，是一种实用化的控制方式。
比较常用的直接电流控制方案主要有预测电流控制、滞环电流控制、DQ轴电流同步控制等。
现将上述方法做简单说明。
1）预测电流控制
这种控制方法是基于系统微分约束关系，在一个开关周期对电流做出预测性控制，当开关频率较高时，可以电流的无差拍控制n们。
通过采样电流的当前值与下·采样时刻的预测值进行比较，求出使电流误差最小的控制电压，使下一采样时刻的电流以最优特性跟踪当前时刻参考电流。
这种控制方法动态响应快，电流控制精度高。
其问题在于，受系统参数变化影响较大，稳态响应有一定静差；尤其是在开关频率较低时，电流相移增大，甚至可能将导致这种控制方法失败。
2）滞环电流控制
滞环控制是一种非线性控制方案，其控制的基本理念是引入滞环控制器，将输入电流的控制限定在一定的容差范围内，当容差越小时，输入电流越接近于正弦，此时PWM脉冲的频率也会越高n3。
这种控制方案的优点明显，网侧电流的畸变被限定在容差范围内，因此系统不受电网电压波动和负载变化的影响，鲁棒性好；此外，系统动态响应快，结构简单。
其主要问题在于功率器件的开关频率不固定，而受直流侧负载影响。
当重载时，系统开关频率显着增加，使得开关器件应力过大。
为解决这一问题，可以采用滞环宽度变化或自适应调节来得到大致固定的开关频率。
3）DQ轴同步PI电流控制
单相PWM变流器的同步PI电流控制最早是由美国学者MichaelJ．Ryan与1997年提出，并应用于逆变器的交流侧电流控制中⋯。
这种控制方法是以整流器在两相同步旋转坐标系（d-q）下的数学模型为基础，将交流电流等效成直流量进行控制。
由于单相系统只有一项网侧电流，因而需要找到一个与其正交的电流量，实现旋转变换。
在该文章中，作者通过交流侧滤波电容的电流与4实际交流侧电流自然相差90度来构建正交电流量，并获得成功。
在2002年，通用电气公司的学者RichardZhang首次将旋转变换应用到单相PWM整流器中，并申请了相关专利n引。
文中，作者构建了一相与网侧电流正交的虚拟电流，从而进行旋转变换，达到DQ轴电流同步直流等效控制。
DQ轴电流同步PI控制的关键点在于如何构建与网侧电流正交的虚拟电流。
2．直流侧电压控制
直流侧电压控制目的是使PWM整流电路输出直流电压随给定指令变化，达到稳定和调节直流输出电压的要求Ⅲ。
传统的直流侧电压控制环多为系统的控制外环，采用PI调节器，将参考和反馈的差值作为调节器的输入，调节器的输出作为交流电流幅值的参考值。
这种控制方式的优点是，控制机理清晰，易于实现，稳态性能好。
然而，其问题在于电压环的响应速度远不及电流环，因而系统对指令值的响应不快，从而直接影响到网侧电流的控制；此外，在系统启动时，直流侧电压的超调也较大。
近年来，国外学者对外环电压控制策略也进行了一定的研究，并将一些新颖的控制算法应用进来。
现将研究成果简述如下：
（1）灰色预测控制
早在1982年，学者Deng于提出了灰色预测控制n朝。
灰色预测控制的基本原理是，通过一些数据建立灰色模型，从而对未来数据进行预测。
该方案计算量小，适用于在线控制系统。
针对这种特性，在2000年，学者C．H．Tsai将灰色预测控制引入到电机控制中，并很好地解决了控制系统实时性的问题n副。
2004年，台湾学者Huann—KengChiang将灰色预测引入单相PWM整流器的控制n71，采用灰色预测控制器对外环电压的PI调节器进行补偿，主要解决系统响应时间慢，直流侧电压超调过大等缺点。
（2）模糊神经网络控制
模糊神经网络控制器是一种自调节控制器，它将模糊规则与自学习能力等优点结合在一起，是一种有巨大潜力和应用前景的智能控制方法。
韩国学者Yuen—ChungKim于2001年将模糊神经网络引入单相PWM整流器的级联控制n刨，实验结果表明，采用模糊神经网络控制器的系统在响应时间、负载突变、网侧谐波等方面的指标都明显优于常规PI控制器的系统。
第二章单相PWM整流器控制方案设计
2.1直接电流控制-电流滞环控制法。
滞环电流控制系统框图如下所示：
将电压调节器的输出作为交流电流幅值给定新号Im*，Im*乘以与电网电压同相位的三相正弦信号，得到交流电流正弦指令信号ik*（k=a，b，c）。
给出交流电流ik按指令值变化的一个容差范围Δi，当ik-ik*小于容差的下限值时，PWM整流器经电感将电网短路，ik上升，电感储能；当ik-ik*大于容差的上限值时，电网与电感经PWM整流器接通直流侧，电感释放电能，ik下降，这样往复进行调节，使交流电流ik在按指令电流ik*的一个规定容差范围内变化。
容差越小，交流电流ik的波形越接近正弦，其PWM脉冲频率就会越高。
滞环电流控制理论分析：
2.1.1开关频率的估算：
滞环控制的开关频率与滞环宽度有关，同时也受到功率器件最高开关频率的限制。
采用单相半桥PWM整流器主电路分析:
假设输出滤波电容足够大，两电容电压相等，滞环宽度为2H，输入电压Uan=Umsinwt，输入电流给定值，Ia*=Im*sinwt功率管Sap和San互补。
当功率管Sap导通，导通时间为Ton，可得方程：
当san导通，导通时间为Toff，可得方程：
整理以上两式可得：
功率管开关频率：
可以看出，整流器的开关频率按照两倍的基波频率脉动，当
时，对应的开关频率最高为：
通过以上分析，开关频率和滞环宽度、输入电感值成反比。
整流器给定电流（负载）的大小不影响最高频率，但却会影响平均频率，负载越重，开关频率越低。
2.1.2平均占空比表达式：
功率开关占空比的平均值表达式：
，将上面Ton与Toff表达式代入：
得
该式和双极性PWM调制具有统一形式，假设三角载波幅值为1，则等效调制电压为：
。
可以看出调制电压的幅值和相位可以通过调制电流的幅值大小来改变。
滞环电流控制本质上是一种隐含载波的变频SPWM调制方式，其隐含载波的频率随电网电压做周期性变化，变化频率为工频的两倍。
其频谱范围分布广，滤波困难。
2.1.3改进的滞环电流控制简述：
方法一：
在滞环比较器之后加入定频采样的D触发器，可以将最高开关频率限制在采样频率以下，同时增加了电路抗干扰的能力。
方法二：
由于开关频率是二倍频基波，我们可以将滞环宽度写成：
，K1与K2都是常数，这样一来通过二倍频变化的环宽来抵消滞环调制波的二倍频变化，从而实现恒频控制。
2.2单相PWM整流器同步PI法
在三相PWM整流器系统中，若只考虑网侧电流基波分量，借助坐标变换，结合电流状态反馈与电网扰动的前馈补偿，完成网侧电流内环的解耦控制，稳态时网侧输入电流在旋转坐标系中的d、q轴分量均为直流量，通过PI调节器达到网侧电流无静差的控制效果。
由于单相PWM整流器系统只有一相网侧电流，无法直接完成坐标变换，故常规的双闭环控制无法充分发挥PI调节器的效果，即不能实现网侧电流无静差控制。
本节将讨论通过构造虚拟电流轴，完成单相PWM整流器网侧输入电流的旋转坐标变换，在双闭环的控制框架下，实现对网侧输入电流的无静差控制。
单相PWM整流器通常采用双闭环控制策略，即网侧输入电流作为内环，直流侧电压作为外环，内、外环均采用PI调节器进行控制。
2.2.1虚拟电流的生成
设有任意单相正弦量x（t），表示为：
，分解可得：
令Xd=XmcosΦ，Xq=XmsinΦ，
由于Φ为角度常量，故。
Xd与Xq可视作彼此相差pi／2的直流量。
若将Xd与Xq考
虑为{d，q）旋转坐标系下的d、q轴直流分量，且旋转角频率为wt，则由I—Park变
换可得到Xd与Xq在对应静止直角坐标系下的分量x（t）与x’（t），其中x（t）与x’（t）正交。
反之，若能找到与x（t）正交的向量工x’（t），则可通过Park变换得到x（t）在{d，q）旋
转坐标系下对应的直流分量。
目前，有两种常用的方法得到虚拟电流向量：
（1）将实际网侧电流延迟1／4周期后得到。
（2）利用陷波滤波器，在滤除网侧电流的二次谐波后，经一些列变换得到。
本文将采用方法
（1）。
2.2.2旋转坐标系下的单相PWM整流器数学模型
这样一来就构造了a-b静止两相坐标系上的电流矢量。
经过矢量坐标变换：
以及PWM整流器数学模型：
可得到：
将以上几式整理一下，将sin和cos项系数置零可得：
虚拟电流的引入造成了d—q轴电流间的耦合，引入电网电压前馈来进行解耦控制。
令：
D轴电流和Q轴电流分别由D轴PI调节器和Q轴PI调节器控制，从而实现了电流的解耦控制，上图为电流内环解耦控制结构。
在静止坐标系下对电流进行控制时，网侧期望输入电流由直流侧电压外环调节器输出与网侧电源相位合成而构成。
电流内环采用PI调节器，对于直流量，PI调节器可做到输出无静差。
但期望电流值是个交变量，无法发挥出内环电流PI调节器的优势。
在旋转坐标系下对电流进行控制时，可以得到输入电流的等效直流表示，故期望输入电流可由直流侧电压单方面得到，即期望输入电流为直流量。
在电流内环的PI调节器运行过程中，可以对网侧输入电流的直流形式进行调节，进而达到网侧电流调节无静差。
2.2.3双闭环整流系统控制器设计（不包括q轴电流状态反馈解耦以及电网电压前馈补偿）
电流调节器的设计：
两电流环具有对称性，因此下面以有功电流为例进行电流调节器的设计。
已解耦的内环结构图如下图所示：
考虑电流内环需要获得较快的电流跟随性时，按典型I型系统进行设计电流调节
器，按上图得出电流内环开环传递函数：
电压调节器的设计：
电压外环控制的目的是为了稳定整流器直流侧电压Vd。
电压外环控制结构：
为电流内环传递函数。
电压外环的主要控制作用是稳定直流电
压，所以设计着重考虑电压环的抗扰性能，因此选择典型II型系统设计电压调节器。
系统的开环传递函数为：
由二型系统得出中频宽：
根据典型II型系统的参数整定关系：
得
工程上考虑三阶最佳的h一般为5，这时的动态跟随性好，代入h=5，可得：
2.3直接功率控制---功率前馈解耦控制
2.3.1PWM整流器的功率控制模型
已知三相电压型pwm整流器在dq两相同步旋转坐标系中的数学模型为：
对于由虚拟电流构造的单相PWM模型来说，由等量变换可得p=0.5*Um*Id，q=0.5*Um*Iq。
于是可得以p、q为变量的功率控制数学模型：
其中令：
以便统一为功率变量。
还可得知直流电压由有功功率P直接决定。
为了实现功率的解耦控制，将上式变换为：
解耦以后，得到Prd与Prq即可得到Vabd与Vabq
完整的前馈功率解耦控制结构图：
2.3.2电压型PWM整流器前馈功率解耦控制系统设计
1）功率环设计
2）直流电压环设计：
此直流电压环设计方法参考同步电流PI法。
第三章simulink系统仿真设计
3.1滞环电流控制系统
3.1.1无功补偿电流（给定电流）的计算
3.1.2主系统模块图
主电路模块图，PWM整流器交流侧与负荷RL-Load并联一起接在交流电源AC两侧。
交流电源AC：
50HZ、有效值100V；负荷：
1欧、0.01H；PWM整流器交流侧：
R=0.1欧、Ls=0.005H；直流侧设立一个二次谐波电压滤波支路LC-Filter；支撑电容C=0.1F；
传感器：
交流电压ACus，交流电流Is，负荷电压Uload，补偿电流Ic，负荷电流Iload，直流侧电流Idc，直流电压Udc。
PWM产生模块“PWMControler”是根据滞环算法搭建的PWM控制模块，其内部结构如下图：
其中直流电压环产生输出电流有功分量用来维持电容电压损耗和系统损耗，加入Mean环节对PID输出滤波去掉低频振荡使系统更稳定。
补偿电流根据实时采集的负荷电流幅值与相位通过实时理论计算以后乘以cos（wt）得到。
将Ip与Iq相加得到实时输出的补偿电流Ic给定值，与实际值做差后通过滞环直接转换成PWM信号用来控制整流器的运作。
本实验的仿真算法为最大步长1e-5，连续时间系统运用ODE23tb算法，离散时间系统步长1e-5，采用后项欧拉法。
3.1.3滞环控制参数选择
本实验中选择直流电压给定值是242V，KP=36，KI=23，带宽2H=0.6
3.2同步电流PI法控制系统
3.2.1主系统模块图
在进行坐标变换时，将电源电压幅值定位在d轴方向，因此，d轴电流为有功分量，q轴电流为无功分量。
如图可见虚拟电流、电压的构造为将实际量作为
轴量，延时90度后作为
轴量，得到相应的Id，Iq，Uds。
其余参数同滞环模型。
同步PI法PWM控制器模块
理论公式在第二章中已经叙述完成。
同滞环控制一样，为了使电压环稳定
需要对其进行饱和限幅防止电压过冲充电电流过大，还要设立直流滤波器，滤除低次谐波。
将产生的Vab的d、q轴分量变换回时域后与三角波相比较产生PWM控制波。
3.2.2PI控制器参数的选定
根据理论公式结合实际情况，考虑带负荷3000VA级直接启动等因素，反复尝试，将系统最终调节至
=0.707附近，选定下列参数：
直流侧给定电压
升级会员 