智能检测系统 热电偶数字温度表要点.docx
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智能检测系统热电偶数字温度表要点
北京信息科技大学
自动化学院
实验报告
课程名称智能检测系统
实验名称热电偶数字温度表
实验仪器
专业自动化
班级/学号自控0902/20090108
学生姓名
实验日期
实验地点
成绩
指导教师
一、实验名称:
热电偶数字温度表
二、实验设备
热电偶、热电偶、PC机、剥线钳、面包板、镊子、导线、电源、万用表、外围电路所需元器件、电源。
三、实验原理
1、热电偶数字温度表原理框图:
2、
热电偶
1823年塞贝克(Seebeck)发现,在两种不同的金属所组成的闭合回路中,当两接触处的温度不同时,回路中就要产生热电势,称为塞贝克电势。
这个物理现象称为热电效应。
如图2-1:
两种不同材料的导体A和B,两端联接在一起,一端温度为T0,另一端为T(设TT0),这时在这个回路中将产生一个与温度T,T0以及导体材料性质有关的电势EAB(T,T0),显然可以利用这个热电效应来测量温度。
在测量技术中,把由两种不同材料构成的上述热电交换元件称为热电偶,称A,B导体为热电极。
两个接点,一个为热端(T),又称工作端,另一个为冷端(T0),又称为自由端或参考端。
热电势EAB(T,T0)的产生,是由两种效应引起的:
(1)、珀尔帖(Peltier)效应:
将同温度的两种不同的金属相互接触,如图2-2所示。
由于不同金属内自由电子的密度不同,在两金属A和B的接触处会发生自由电子的扩散现象。
自由电子将从密度大的金属A扩散到密度小的金属B,使A使去电子带正电,B得到电子带负电,直至在接点处建立了强度充分的电场,能够阻止电子扩散达到平衡为止,两种不同金属的接点处产生的电动势称珀尔帖电势,又称接触电势。
此电势EAB(T)由两个金属的特性和接触点处的温度所决定。
根据电子理论:
或:
式中:
K:
波尔兹曼常数,其值为1.38×1023J/K;
T﹑T0:
接触处的绝对温度(K);
e:
电子电荷量,等于1.6×10-19C;
、
分别为电极A、B的自由电子密度。
由于
与
的方向相反,故回路的接触电势为:
(2)、汤姆逊(Thomson)效应:
假设在一匀质棒状导体的一端加热如图2-3所示,则沿此棒状导体有温度梯度。
导体内自由电子将从温度高的一端向温度低的一端扩散,并在温度较低的一端积聚起来,使棒内建立起一电场,当这电场对电子的作用力与扩散力相平衡时,扩散作用即停止,电场产生的电势称为汤姆逊电势或温差电势。
当匀质导体两端的温度分别是T、T0时,温差电势为:
或:
式中
称为汤姆逊系数,它表示温差为一度时所产生的电势值。
的大小与材料性质和导体两端的平均温度有关。
是金属本身所具有的热电能。
它是以铂等标准电极为基准进行测量的相对值。
例如:
铜和康铜的热电能在0100℃温度范围内的平均值分别为7.6μV/℃和-3.5μV/℃。
图2-4总热电势
通常规定:
当电流方向与导体温度降低的方向一致时,则为正值,当电流方向与导体温度升高方向一致时,则取负值。
对于导体A、B组成的热电偶回路,当接触点温度T﹥T0时,回路的温差电势等于导体温差电势的代数和,即:
上式表明,热电偶回路的温差电势只与热电极材料A、B和两接点的温度T﹑T0有关,而与热电极的几何尺寸和沿热电极的温度分布无关。
如果两接点温度相同,则温差电势为零。
综上所述,热电极A、B组成的热电偶回路,当接点温度T﹥T0时,其总热电势为(如图2-4)
式中:
EAB(T):
热端的分热电势;EAB(T0):
冷端的分热电势。
从上面的讨论可知:
当两接点的温度相同时,则无汤姆逊电势,即:
;而珀尔帖电势大小相等方向相反,所以
。
当两种相同金属组成热电偶时,两接点温度虽不同,但二个汤姆逊电势大小相等、方向相反,而两接点处的珀尔帖电势皆为零,所以回路总电势仍为零。
因此:
(1)如果热电偶二个电极的材料相同,二个接点温度虽不同,不会产生电势;
(2)如果二个电极的材料不同,但两接点温度相同,也不会产生电势;
(3)当热电偶二个电极的材料不同,且A、B固定后,热电势
便为二接点温度T和T0的函数,即
当T0保持不变,即E(T0)为常数时,则热电势
便为热电偶热端温度T的函数:
由此可知,
和T有单值对应关系,这是热电偶测温的基本公式。
热电偶的分度表就是根据这个原理在热电偶冷端温度等于0℃的条件下测得的。
热电极的极性:
测量端失去电子的热电极为正极,得到电子的热电极为负极。
在热电势符号
,规定写在前面的A、T分别为正极和高温,写在后面的B、To分别为负极和低温。
如果它们的前后位置互换,则热电势极性相反,如
,
等。
判断热电势极性最可靠的方法是将热端稍加热,在冷端用直流电表辨别。
3、放大器
热电偶输出的热电势信号,其大小只有毫伏级,不能做为后续电路的输入信号,必须进入前置放大器进行信号放大。
因此选用ICL7650作为放大器,它具有极低的输入失调电压(典型值为1uV),失调电压的温漂和时漂也极低,分别为0.01V/C和3.33nV/d。
也可选用OP-07超低失调运算放大器作为前置放大器,但是失调电压比ICL7650要大,因此,本方案采用ICL7650作为放大器。
ICL7650的使用方法比较简单,它和其他的运算放大器的使用方法类似,为了更好得起到放大的作用,需要对该芯片有一个电容补偿元件,电容的型号为104即可,ICL7650的芯片资料如下面所示:
Cextb:
外接电容1
Cexta:
外接电容2
-Input:
反向输入端
+Input:
同向输入端
V-:
负电源端
Cretn:
外接电容的公共端
Output:
输出端
V+:
正电源端
Int/clk:
时钟输出端
Ext/clk:
时钟输入
图4-1ICL7650
为了更好的抑制共模输入,在运放的输入方式上选择同向输入,放大倍数是这样考虑的,K型热电偶的测温范围定在0到1299℃,E型热电偶的测温范围定在0到799℃,然后将微弱的毫伏电压放大到0到1伏的范围,用于后面的A/D转换环节。
那么运放的放大倍数如下:
A=1+R2/R1
选用镍铬—镍硅(分度号为K)的热电偶,要求测量范围为0~1299℃,满度1299℃时的热电势值为51.612mV,前置放大器的放大倍数A应为
A1=A-1=1000/51.612-1=18.4
若选用镍铬—铜镍(分度号为E)的热电偶,要求测量范围为0~799℃,满度799℃时的热电势值为59.825mV,放大器的放大倍数A1应为
A1=A-1=1000/59.825-1=15.7
本数字仪表选用两种型号的热电偶测温,则可通过切换开关改变放大器的放大倍数,使之满度时的放大器输出为1V。
4、A/D转换器
考虑到本设计属于是一定范围内的温度测量系统,温度变化过程比较平稳,不需要高速的A/D变换器,所以采用3.5位的双积分型的A/D转换器MC14433。
MC14433是美国Motorola公司推出的单片3.5位A/D转换器,其中集成了双积分式A/D转换器所有的CMOS模拟电路和数字电路。
具有外接元件少,输入阻抗高,功耗低,电源电压范围宽,精度高等特点,并且具有自动校零和自动极性转换功能,只要外接少量的阻容元件即可构成一个完整的A/D转换器,其主要功能特性如下:
(1)精度:
读数的±0.05%±1字
(2)模拟电压输入量程:
1.999V和199.9mV两档
(3)转换速率:
2-25次/S
(4)输入阻抗:
大于1000MΩ
(5)电源电压:
±4.8V~±8V
(6)功耗:
8mW(±5V电源电压时,典型值)
(7)采用字位动态扫描BCD码输出方式,即千、百、十、个位BCD码分时在Q0—Q3轮流输出,同时在DS1—DS4端输出同步字位选通脉冲,很方便实现LED的动态显示。
(8)MC14433最主要的用途是数字电压表,数字温度计等各类数字化仪表及计算机数据采集系统的A/D转换接口。
图4-2MC14433
Pin1(VAG)—模拟地,为高阻输入端,被测电压和基准电压的接入地。
Pin2(VR)—基准电压,此引脚为外接基准电压的输入端。
MC14433只要一个正基准电压即可测量正、负极性的电压。
此外,VR端只要加上一个大于5个时钟周期的负脉冲(VR),就能够复为至转换周期的起始点。
Pin3(Vx)—被测电压的输入端,MC14433属于双积分型A/D转换器,因而被测电压与基准电压有以下关系:
输出读数=Vx/VR*1999因此,满量程的Vx=VR。
当满量程选为1.999V。
VR可取2.000V,而当满量程为199.9mV时,VR取200.0mV,在实际的应用电路中,根据需要,VR值可在200mV—2.000V之间选取。
Pin4-Pin6(R1/C1,C1)—外接积分元件端,次三个引脚外接积分电阻和电容,积分
电容一般选0.1uF聚脂薄膜电容,如果需每秒转换4次,时钟频率选为66kHz,在
2.000V满量程时,电阻R1约为470kΩ,而满量程为200mV时,R1取27kΩ。
Pin7-Pin8(C01C02)—外接失调补偿电容端,电容一般也选0.1uF聚脂薄模电容。
Pin9(DU)—更新显示控制端,此引脚用来控制转换结果的输出。
如果在积分器反向积分周期之前,DU端输入一个正跳变脉冲,该转换周期所得到的结果将被送入输出锁存器,经多路开关选择后输出。
否则继续输出上一个转换周期所测量的数据。
这个作用可用于保存测量数据,若不需要保存数据而是直接输出测量数据,将DU端与EOC引脚直接短接即可。
Pin10、Pin11(CLK1、CLK0)—时钟外接元件端,MC14433内置了时钟振荡电路,对时钟频率要求不高的场合,可选择一个电阻即可设定时钟频率,时钟频率为66kHz时,外接电阻取300kΩ即可。
Pin12(Vee)—负电源端Vee,是整个电路的电压最低点,此引脚的电流约为0.8mA,驱动电流并不流经此引脚,故对提供此负电压的电源供给电流要求不高。
Pin13(Vss)—数字电路的负电源引脚。
Vss工作电压范围为VDD-5V≥Vss≥VEE。
除CLK0外,所有输出端均以Vss为低电平基准。
Pin14(EOC)—转换周期结束标志位。
每个转换周期结束时,EOC将输出一个正脉冲信号。
Pin15(OR)—过量程标志位,当|Vx|>VREF时,OR输出为低电平。
Pin16、17、18、19(DS4、DS3、DS2、DS1)—多路选通脉冲输出端。
DS1、DS2、DS3和DS4分别对应千位、百位、十位、个位选通信号。
当某一位信号有效(高电平)时,所对应的数据从Q0、Q1、Q2和Q3输出,两个选通脉冲之间的间隔为2个时钟周期,以保证数据有充分的稳定时间。
Pin20、21、22、23(Q0、Q1、Q2、Q3)—BCD码数据输出端。
该A/D转换器以BCD码的方式输出,通过多路开关分时选通输出个位、十位、百位和千位的BCD数据。
同时在DS1期间输出的千位BCD码,还包含过量程、欠量程和极性标志信息。
Pin24(VDD)—正电源电压端。
MC14433最主要的用途是数字电压表,数字温度计等各类数字化仪表及计算机数据采集系统的A/D转换接口。
至此,已经将温度信号放大并转换成数字信号。
5、锁存器
MC14433A/D转换结果采用BCD码动态扫描输出,因此每位数字要增加一个四位的锁存器74LS373,把经过多路组合的数据分离出来,并寄存在相应的锁存器内,由MC14433的多路调制选通脉冲DS4,DS3,DS2控制Q0,Q1,Q2,Q3BCD码三位数据的输出,经个位,十位和百位锁存器锁存,输出个,十,百三位BCD码,在下一步中,以这十二位BCD码作为EEPROM的地址线,对其进行寻址。
在最初设计中,EEPROM的寻址应该使用二进制码进行,但是由于BCD码到二进制码的转换芯片已经停产,所以直接用BCD码做为EEPROM的地址线,所以,就要在相应的存储单元存储相应的温度值。
控制线转换的频率是由A/D转换芯片的频率决定的,通过选定外围电路的电阻值来控制频率的高低,在地址锁存的时候本应该在控制信号到来时传输数据的,由于我将A/D转换的频率设置在70赫兹,这样在后续电路显示的时候,人眼是分辨不出来的。
6、EEPROM线性化器
A/D转换器的输出作为地址码访问EEPROM时,EEPROM存放的表格内容将被取出,送入显示器以显示被测的温度。
表格的编制方法如下:
首先根据热电偶的E~t特性曲线,在E坐标上进行有限等分。
K型的镍铬—镍硅热电偶用于测量0~1299℃。
设量化单位为q。
E~t的量化曲线如图所示。
这种线性化的精度取决于划分的程度,划分得越细,越多,则精度越高,不过还取决于实际电路所能达到的程度,也就是芯片的分辨率,A/D转换的分辨率越高,就可以分的越高,这样也就跟热电偶分度表的真实性越接近。
线性化的结果是在一定程度上模拟热电偶的分度表曲线,但不是完全符合,而是允许在一定的误差范围之内。
这样做,可以在不搭建复杂模拟电路系统的情况下,实现对热电偶的非线性特性补偿。
此种做法的不足之处是,在计算新的分度表时,过程较繁琐,但相对于复杂的模拟电路来说,还是有很大改进的。
显然,A/D转换器的量化误差是与量化单位q、输入函数x(t)有关。
以K分度号热电偶表格编制方法为例加以说明,温度测量范围0至1299℃,1299℃时的热电势查表为51.612mV。
0~1299℃内平均热电势为0.0516mV/℃,即量化单位q=0.0516mV。
当温度为0℃时,热电势为0.000mV,A/D转换器输出地址(16进制,下同)为0000,EEPROM内写入000.0数。
经过这种线性化的补偿方法,可以把热电偶的温度特性曲线进行拟合,拟合的结果如图4-4所示:
K型热电偶的温度特性曲线是非线性的,为了在数字转换部分使电路简化,就应当在这里对非线性进行补偿,从它的温度特性曲线可以看出,采用通常的折线法或是最小二乘法都可以,不过就加大了计算的复杂程度,而且在后续的A/D转换时就要采用高性能,多通道的器件,也就增加了整个设计的经济成本,为此,采用了这种借助线性化辅助曲线的方法,详述如下:
首先将K型热电偶在1299℃时其转换电压是51.612mv,将其分成一千份,其最小分度就是q=0.0561mv,分得越小其精度越高,不过要受后续器件的精度影响。
其次,在热电偶的温度特性表上每隔10℃找一个参考点,它的作用在于使线性化补偿之后的拟合曲线始终在原温度曲线附近,不会偏差太多,也可以选择20℃,或更高,参考点相距越近,测量精度就越高。
最后,在测量的时候,将实际测量的转换电压与特性表中的参考点比较,这里以向下寻找为标准,找到一个和实际电压最接近的一个参考点,这时,就以改参考点为基准温度值,然后计算出二者的电压差,在将该电压差除以最小分度q,得出一个在10℃之内的温度值,最终显示温度为:
最终显示温度=参考点基准温度+附加温度值
按照这种方法制作EPPROM内的温度表格,这样把主要的精力用在寻找非线性补偿的方法上,简化了电路的设计,只需把计算出的温度表格输入到存储器中即可,而且这种利用线性化辅助曲线进行非线性补偿的方法,计算简单,易行,精度高(根据参考点和最小分度值的选取),分辨率高,不仅适用于温度补偿系统还可以在近似的情况中应用。
只要后续转化器件的精度高,就允许将参考点选取的更近,将最小分度值选取的更小。
测量结果就更接近实际温度值。
7、LED
从EEPROM线性化器读出的数分别送到四个七段码的译码器之中,从里面送出的数码是BCD码,然后把BCD数码通过4511转换为七段码,若采用的是共阴极的数码管,可以直接把4511的输出接到数码管的限流电阻上,然后接到七段码上,但通常使用的是共阳极的数码管,这时就需要把4511输出的七段码经过非门74HC04做一下反向,然后再通过限流电阻接到七段码上,限流电阻一般可以根据具体情况来选择,这里选择240欧姆的阻值。
在此采用的是静态显示方法,没有采用动态显示,所以将所有的数码管的选通管脚都接到高电平,虽然比较耗费电源,但是没有加入动态显示部分,节省了一部分成本。
四、实验内容
一.按所设计的电路图在面包板上连接线路。
1、合理布局,恰当的规划每个芯片在面包板上的位置。
2、注意电源线(主要有+5v和-5v和一个+2v)和地线在面包板上的分配,充分利用好面包板上的横条和竖条。
3、注意导线长度和颜色的选择,以便以后检查时方便。
4、耐心并且细心的插线。
二.连线结束后进行基本调试。
1、用稳压电源调出+5v,-5v,+2v和地,把电源接入电路。
注意一定不要把+5v和-5v接反了。
2、接入电源后可以先接入热电偶,看看是否能一次性通过。
如果LED有稳定的显示,通过调节放大器ICL7650的反馈电阻(电位器),来使温度显示和实验台所示温度一致,然后再通过降低或升高实验台温度,检验温度计是否也随之变化。
若变化,基本成功。
3、如果第2步没有通过,即没有一次性成功。
可尝试如下调试。
(1)用万用表测量面包板上的电源线路是否供电正常,有没有非正常的断点,可以先从驱动电路的电源线(即+5v,-5v和地线)查起。
发现断点,即用导线自行连接好。
(2),用万用表测量ICL7650是否有输出,即看该芯片是否工作正常――起了放大作用。
如果工作不正常,可尝试替换该芯片。
(3)用万用表测量AD转换芯片(mc14433p)的相应输入输出拐脚是否有电压,即检测该芯片是否正常工作。
(4)同样的方法,分别用万用表检测其他的芯片是否正常工作。
(5)若各个芯片正常工作,而显示很不稳定。
可以检查是不是稳压电源没有接好,EEPROM芯片是否是坏的
五、实验结果
改变热电偶热端温度变化如图所示:
六、实验总结
本实验是把所学电路知识和检测仪表理论用于实际的例子。
实验原理是:
用线性化辅助曲线进行非线性补偿。
用查询固化在EEPROM里的校正值的非线性补偿方法,提供了一种新的非线性补偿用的电路设计途径。
这种校正方法的最大特点是对测温传感器的全量程实现线性化校正,因而具有较高的校正精确度。
被测变量与传感器输出电压之间没有确定的关系式,而只能利用实测数据,此时,这种查表法就更显示其优越性。
EEPROM校正方法不仅适合于热电偶、热电阻等测温传感器的非线性补偿,也适用于其他方面的非线性补偿。
该法不仅实现了全量程的非线性补偿,而且标度变换也通过查表一起完成,故简化了电路设计。
这种测试温度的方法,采用的是数字式补偿,不用加冷端补偿器,只需根据冷端环境的温度,构造不同冷端温度下的热电偶分度表,在不同的温度下选择不同的分度表。
在实验室内非常适用。
实验中发现的问题:
1、仔细对照电路图连线,避免出现错接短接等现象,善用万用表测量各点间电压,查找错误。
2、烧制芯片程序时,注意摆放是否正确
3、放大器环节必须得选择合适的电阻,保证两个电阻之比为10:
1左右。
4、在使用工作台上的电压源前,应先用万用表测量电压源的电压是否准确,保证输入电压准确性。