基于TMS320F28027的DCDC开关电源设计附源程序.docx

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基于TMS320F28027的DCDC开关电源设计附源程序

“DSP系统设计与创新实践”课程论文

论文名称：

基于TMS320F28027的DC-DC开关电源

学生姓名:

学号:

专业:

电子科学与技术

班级:

2013年6月16日

基于TMS320F28027的DC-DC开关电源

摘要

开关电源作为线性稳压电源的一种替代产物，在现代电子产品中已被广泛应用。

因此作为学习电子科学与技术专业的当代大学生，相当有必要对开关电源进行相应的研究。

本设计就是以TMS320F28027为核心控制芯片，采用脉宽调制（PWM）方式的降压型开关电源。

我们利用7805和AMS1117的线性降压稳压芯片对12V的电源适配器进行双级降压，形成TMS320F28027专用的3.3V稳定电源；并通过TMS320F28027对输出电压进行实时AD采样，然后和根据GPIO3的状态来设定输出不同电压时计算的AD的标准值进行比较，以调节输出为50KHZ的ePWM的占空比，并把该ePWM的矩形波信号经三级管9013初步放大之后，再经过三极管8050和8550构成的互补推挽放大器放大后来驱动功率场效应管（IRF4905）；从而利用BUCK型降压电路实现了稳定的5V或3.3V的电压输出。

之后，我们对制作完成的开关电源进行了ePWM放大波形，输出电压和输出纹波的测试，对遇到的问题进行反复分析，并解决了部分问题。

最后的通过实际测试，本设计基本上满足的当初的设计要求。

关键词：

开关电源；TMS320F28027；互补推挽放大器；BUCK型降压器

引言

现在的开关电源具有转换效率高，体积小，工作频率高的特点，已经被广泛用于电子计算机、通信、航天、家电和国防等领域中。

国内开关电源技术的发展，基本上起源于20世纪70年代末和80年代初，经过20多年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破。

新型功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSFET和IGBT可使小型开关电源的工作频率达到400kHz（AC/DC）或1MHz（DC/DC）;软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高了电源的效率（国产6kW通信开关电源采用软开关技术，效率可达93%）；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅度简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正技术（APFC）的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。

[1]

开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。

基本由输入电路、变换电路、输出电路和控制电路等组成。

输入电路包括线路滤波器、浪涌电流抑制电路以及整流电路、线路滤波器的主要作用是衰减电网电源线进入的外来噪声。

浪涌电流抑制电路主要用于抑制浪涌电流。

整流电路是把输入交流变为直流，可分为电容输入型和扼流圈输入型两大类，开关电源中通常采用电容输入型。

功率变换电路是其核心部分，主要由开关电路和变压器组成。

开关电路的驱动方式分为自激式和他激式两大类；功率变换电路分为非绝缘型、绝缘型和谐振型等；开关变压器因是高频工作，其铁芯通常采用铁氧体磁芯或非晶合金磁芯；开关晶体管要采用开关速度高、导通和关断时间短的晶体管，最典型的功率开关晶体管有功率晶体管（GTR）、功率场效应管（MOSFET）和绝缘型双极型晶体管（1GBT）等3种。

控制方式分为脉宽调制、脉频调制、脉宽和频率混合调制等3种，其中最常用的是脉宽调制（PWM）方式。

控制电路的主要作用是向驱动电路提供矩形脉冲列，控制脉冲的宽度从而达到改变输出电压的目的。

输出电路是将高频变压器次级方波电压整流成单向脉动直流，并将其平滑成设计要求的低纹波直流电压。

[2]

而最常用的脉宽调制（PWM）方式的开关电源，又分为降压变换器（buckconverter），升压变换器（boostconverter），升降压型变换器。

这类变换器是通过能量的蓄积与释放来实现的。

电感的励磁就是蓄积能量，电感的消磁就是释放能量，开关导通时，来自输入电源的能量蓄积在电感L上，开关断开时，蓄积在电感L中能量释放供给负载，它们是用改变开关占空比来控制能量的蓄积与释放，获得直流输出的一种方式，所以也称为储能型。

电感就是储能元件。

本设计就是以TMS320F28027为核心控制芯片，采用BUCK型降压变换电路，利用TMS320F28027对输出电压进行采样，然后调节功率场效应管（MOSFET）的开关时间即PWM的占空比来稳定输出电压。

第一章系统设计

1.1系统框图

图1　整体系统框图

1.2系统工作原理

本设计使用TI公司生产的DSP（TMS320F28027）为核心控制芯片，我们为其设计了利用7805和AMS1117的线性降压稳压芯片进行双级降压的专用3.3V稳定电源；通过TMS320F28027对输出电压进行实时AD采样处理，并和不同输出电压时计算的AD采样的标准值比较，来调节输出为50KHZ的PWM矩形波的占空比；然后把该矩形波信号经三级管9013初步放大之后，再经过采用不同极性的两只三极管8050和8550构成的互补推挽放大器来驱动功率场效应管（IRF4905）；然后利用BUCK型降压电路实现稳定的电压输出。

其输出的不同的电压值，是通过设定不同的AD采样的标准值来实现的。

我们设置的是当GPIO3为高电平即接上拉电阻，引脚悬空时输出为5V；当GPIO3引脚接地即为低电平时，输出3.3V。

图2整体电路图

1.2.1TMS320F28027的结构、特点

TMS320F28027拥有高效32位中央处理单元（CPU），内部有可选的60MHz，50MHz和40MHz可选时钟周期。

由3.3V单电源供电，并有多达22个具有输入滤波功能可单独编程的多路复用GPIO引脚和可支持所有外设中断的外设中断扩展（PIE）模块。

其中有三个硬件结构完全相同的32位CPU定时器，而且每个ePWM模块中有独立的16位定时器，同时有片载闪存、SRAM、一次性可编程（OTP）内存，引导ROM等等片载存储器，更重要的是该芯片还有高级仿真的功能，可借助硬件进行实时调试，还有分析和断点功能。

对于该设计的程序编写中我们使用到了TMS320F28027的定时器设置，GPIO设置，ADC模块和ePWM模块。

以下我们将对各个部分进行单独说明：

（1）TMS320F28027的定时器设置

TMS320F2802x系列的MCU有3个32位CPU定时器，这3个CPU定时器具有完全相同的硬件结构。

其中CPU定时器0和CPU定时器1可以供开发者使用CPU定时器2保留用于DSP/BIOS（如果未用到DSP/BIOS，则CPU定时器2也可以供开发者直接使用）。

在CPU定时器系统中，时钟信号有2个：

一个是系统时钟（SYSCLKOUT），另一个是降频以后的信号（16-bitprescalecounter的借位信号），即定时器的计数时钟（TIMERCLK），两者的频率关系为：

fTIMERCLK=fSYSCLKOUT/（1+TDDR）。

定时器的周期为：

TSYSCLKOUT×（TDDRH:

TDDR+1）×（PRDH:

PRD+1）。

在了解其CPU定时器的硬件结构和定时器中断结构后，就需要在CCS编程中对其函数进行设置。

首先是设置其CPU定时器的周期，然后在软件上设置其中断，之后就要参考技术手册明确CPU定时器中的技术寄存器，周期寄存器和控制寄存器的各位域，最后再根据具体要求在进行相应的设置。

（2）TMS320F28027的GPIO设置

TMS320F280277的MCU中具有22个GPIO，这些GPIO可以配置为数字输入输出端口，也可以配置为用于连接最多3种的外设信号,另外其还有6个模拟I/O。

TMS320F28027有3路I/O端口：

PortA包括GPIO0-GPIO31，PortB包括GPIO32-GPIO38，另一路是模拟端口，包括AIO0-AIO15。

3种控制寄存器：

GPACTRL为控制寄存器，用于I/O信号的采样周期设置；GPASEL为输入限制控制寄存器，用于输入限制方式选择；GPAMUX为多路选择控制寄存器；GPADIR为方向选择控

制寄存器；GPAPUD为上拉电阻选择控制寄存器。

GPIOXINTxSEL为中断控制寄存器，GPIOLPMSEL为低功耗模式下唤醒源设置寄存器。

我们可以根据不同的设计需求，参考数据寄存器表对GPIO进行不同的设计。

我们可以直接调用在CCS提供的C语言代码，完成GPIO相应寄存器的设置。

通过对应寄存器的设置，可以将GPIO的引脚配置为通用I/O，或者用于连接不同的外设信号，并且通过寄存器的设置可以改变该引脚的输入输出方向（配置为IO时），其他的设置还包括上拉设置、输入限制设置等。

GPIO的控制寄存器都受保护，所以在进行寄存器的设置之前，需要指令“EALLOW;”，设置完成后需要指令“EDIS;”。

具体根据引脚功能选择设置表，来设置具体的GPIO配置。

在本设计中我们将GPIO34设置为加上拉电阻的输入IO，用来控制输出电压；当GPIO34引脚悬空即为高电平时输出电压为5V，当GPIO34引脚接地即为低电平时输出为3.3V。

（3）TMS320F28027的ADC设置

TMS320F28027的ADC（Analog-to-DigitalConverter，即模拟到数字转换器）是16通道，12位的模数转换器，包括模拟和数字两部分电路。

模拟电路包括前端模拟多路复用器（MUX）、采样保持（S/H）电路、转换核心、稳压器以及其它模拟支持电路。

数字电路包括可编程转换器、结果寄存器、模拟电路接口、器件外围总线接口以及其它片上模块的接口。

TMS320F28027的控制器中的ADC可配置为2个独立的8通道模块或者级联成1个16通道模块。

ADC模块中有两个采样保持器和一个转换器。

值得注意的是在TMS320F28027控制器中，ADC模块不再是基于序列发生器（如TMS320F2812）的，而是基于SOC（Start-Of-Conversions），SOC的工作原理的中心是每个DA转换的独立配置。

其ADC模块硬件还有以下特点：

内置12位双采样保持器；可以选择同步采样模式或顺序采样模式；被采样的模拟电压输入范围：

0V-3V，或者根据VREFHI/VREFLO的比例进行设置；最高以系统时钟全速运行，无需预分频；模拟输入引脚为多路复用；16个SOC触发源，采样窗口长度、通道都可以灵活设置；16个AD转换结果寄存器；多源触发：

软件、ePWM1-7、GPIOXINT2、CPUTimers0/1/2、ADCINT1/2；9个PIE中断。

在本设计中我们利用ADC模块将A4引脚的采样的输出电压作为反馈电压，然后根据反馈电压的值对输出PWM的占空比进行相应的调整，从而达到稳压的效果。

（4）TMS320F28027的ePWM设置

ePWM（enhancedpulsewidthmodulator，即增强型脉冲宽度调制器）外设是许多电力电子系统控制中的一个关键部件，在商业和工业中有着广泛的应用。

在开关电源、电机控制、甚至数字型功率放大器中都能见到PWM控制的身影。

ePWM实际起到了一种数字到模拟转换的功能，其占空比一般是正比于DA转换中的模拟值的，因此有时ePWM也称为功率型DAC。

TMS320F2802x系列控制器中一共有4个ePWM模块：

ePWM1-ePWM4，每个模块都有两个PWM输出:

EPWMxA和EPWMxB。

并且所有的模块都可以通过一种时钟同步机制联系在一起以组成一个单一模块。

每个ePWM模块的特性在于：

专有的16位定时器（周期、频率可控）；每个模块的两路输出（EPWMxA和EPWMxB）可以有3种配置方式：

（1）单边动作的两路独立PWM输出

（2）双边对称动作的两路独立PWM输出（3）双边非对称动作的一路独立PWM输出；软件可设置的PWM异步控制AsynchronousoverridecontrolofPWMsignalsthroughsoftware；可编程的ePWM模块间的相位超前或者延迟控制。

ePWM是TMS320F28027中结构最复杂的片内外设，有一系列的子模块构成，每个子模块由相应的一些寄存器进行控制，而且每个ePWM都有其自己的时基模块，内建的同步逻辑使得多个ePWM模块可以构成为一个整体的系统。

时基模块的设置可以按照下列步骤进行：

（1）设置时基计数器（TBCTR）的以控制比较事件发生的频率。

（2）与其他ePWM模块的同步性设置。

（3）设置与其他ePWM模块的时间上的相位关系。

（4）设置时基模块的计数模式，有计数增加、较小、增-减等模式。

（5）设置时基模块的时钟速率，即对CPU的系统时钟（SYSCLKOUT）进行分频后作为时基模块的时钟。

在该设计中，我们通过GPIO0即EPWM1A输出频率为50KHz的占空比可以随反馈电压调节的ePWM矩形波，来作为BUCK型降压电路中功率场效应管（IRF4905）的基本开关信号。

1.2.2TMS320F28027供电电路介绍

对于TMS320F28027需要稳定的3.3V供电的特点，而且考虑到我们要将12V左右的电压降到3.3V给该芯片供电，故我们专门设计了利用7805和AMS1117两个的线性将压器组成的双级降压电路，这既可以实现3.3V的稳定电压输出而且不会使单个线性降压芯片因功率消耗过大，而导致过热，从而影响系统的整体性能。

7805是三端正稳压器，输出电流可达1A，对于只需30mA左右电流供电的TMS320F28027来说已经足够了，而且其外围电路简单有过热短路保护。

AMS1117是一个输出电流达到1A的三端输出低压差线性稳压器，这里采用的是3.3V固定输出版本，输出精度为1.5%，具有限流和过热保护功能。

具体电路如下图：

图3TMS320F28027供电电路

1.2.3BUCK型开关电源的工作原理

图4本设计所采用的BUCK型开关电源电路

BUCK型开关电源电路及降压变换器电路，如上图4所示。

当功率场效应管导通时，加在电感L两端电压为（

）。

这期间电感L由电压（

）励磁，磁通量增加为

功率场效应管断开时，由于电感电流连续，二极管为导通状态。

输出电压

与开关导通时方向相反加到电感L上。

这期间电感L消磁，磁通减少量为

稳态时，电感L中磁通的增加量与减少量相等，则降压型变换器的电压变比为

式中，D为占空比，即为

为开关周期，

为开关导通时间，

为开关断开时间。

由于占空比D小于1，因此，输出电压低于输入电压，即为降压变换器。

在本设计中我们采用的功率场效应管为IRF4905，IRF4905为P沟道型MOSFET，其漏极电流,Id最大值为-74A，Vds电压最大为55V，开态电阻,Rds（on）:

0.02ohm，Rds测量电压为-10V，其中Vgs最高:

-4V。

因为TMS320F28027输出的ePWM矩形波的信号只有3.3V，而IRF4905的栅极驱动电压为-10V。

故要对其信号进行放大，开始我们采用的是一个三极管9013作为单独的放大电路，但由于ePWM的频率较高为50KHz，导致放大后的信号下降沿的时间过长，致使波形失真而达不到理想的驱动效果。

为了解决该问题，我们通过9013放大后，有利用NPN型三极管8050和PNP型三极管8550构成的互补推挽放大器对信号放大后，得到了理想的放大ePWM矩形波。

互补推挽放大器的“互补”是通过采用两种不同极性的三极管，利用不同极性三极管的输入极性不同，用一个信号来激励两只不同极性的三极管，这样可以不需要有两个大小相等、相位相反的激励信号。

电路中，一个是NPN型三极管，另一个是PNP型三极管，两只三极管的基极相连，在两管的基极加一个音频输入信号作推动信号。

两管基极和发射极并联，由于两只三极管的极性不同，基极上的输入信号电压对两管而言一个是正向偏置，一个是反向偏置。

当输入信号为正半周时，两管基极同时电压升高，此时输入信号电压给一管加上正向偏置电压，所以该管进入导通和放大状态。

由于基极电压升高，对另一管来讲加上反向偏置电压，所以该管处于截止状态。

输入信号变化到负半周后，两管基极同时电压下降，给另一管正向偏置，使该管进入导通和放大状态，而一管又进入截止状态。

这种利用NPN型和PNP型三极管的互补特性，用一个信号来同时激励两只三极管的电路，称之为“互补”电路，由互补电路构成的放大器称为互补放大器电路。

由于两个异极性管工作时，一只三极管导通、放大，另一只三极管截止，工作在推挽状态，所以称为互补推挽放大器。

[3]

在本设计中的BUCK型降压电路中，由于工作频率较高，所以对器件的选取也有一定的要求。

我们采用的是自封闭的电感，这样可以减少漏磁和电磁干扰。

而二极管采用的是肖特基二极管SR2100。

肖特基（Schottky）二极管又称肖特基势垒二极管（简称SBD）,它属一种低功耗、超高速半导体器件。

最显著的特点为反向恢复时间极短（可以小到几纳秒）,正向导通压降仅0.4V左右。

其多用作高频、低压、大电流整流二极管、续流二极管、保护二极管,也有用在微波通信等电路中作整流二极管、小信号检波二极管使用。

在通信电源、变频器等中比较常见。

因此在该电路中不能采用普通的PN结二极管，而要采用可以工作在较高开关频率的肖特基二极管SR2100。

1.2.4软件的基本算法及流程图

本程序根据所要输出的电压，计算出所需采样的反馈电压的数值。

由于TMS320F28027采样电压的范围是0—3.3V，所以要根据采样电阻的比例和其ADC的计算公式：

，计算出当

为5V或3.3V时ADC的标准值，然后通过设置的输入GPIO口，来判断输出电压是5V还是3.3V；然后根据采样的输出电压值来调整一变量CMPA的值，并对CMPA的值进行最大和最小限制之后赋予TBCLK计数周期来调整输出ePWM的占空比，从而调节输出的电压，达到稳定输出电压的目的。

图5程序流程图

第二章制作和测试

2.1系统最终硬件

图6系统最终硬件

2.2系统测试

图7正在进行输出为3.3V的性能测试

图8输出为3.3V的纹波

当设定输出电压为3.3V时，通过实际测试中输入电压为12V，输入电流0.18A，外接20

的负载时，输出实际电压为3.32V,误差为0.6%。

输出的纹波大约为25mV，频率为31.06KHz。

图9正在进行输出为5V的性能测试

图10输出为5V的纹波

当设定输出电压为5V时，通过实际测试中输入电压为12.1V，输入电流0.25A，外接20

的负载时，输出实际电压为5.05V,误差为1%。

输出的纹波大约为23mV，频率为50.00KHz。

2.3制作中遇到的问题及解决方案

在制作过程中，首先遇到的问题就是对TMS320F28027芯片和所用到的CCSv4编程软件的学习。

在老师的认真讲解下，我们首先学习了TMS320F28027的硬件结构和CCSv4软件的安装方法和基本建立工程的方法；然后通过基本的定时器程序学会了CCSv4软件的基本编程方法和在线调试功能；接着我们结合具体的实例和一些小实验进一步了解在CCSv4环境下TMS320F28027的定时器，GPIO，ADC，ePWM和Ram-Falsh等硬件对应的相应调试程序。

在熟悉和掌握了开发本设计的所需的基本模块程序之后，我们在以BUCK工程的基础上结合ADC电压采样，可调占空比的ePWM矩形波输出，输入配置的GPIO口程序和写入TMS320F28027硬件的Ram-Falsh调用程序开发本设计的程序。

在开发过程中，由于没有相关软件的使用经验，最开始建立工程时尽管按照说明一步一步来但当遇到问题时还是不知道如何解决，最后在老师的指导下才解决了相应问题，我们从中也学到了相关问题的解决方法。

在各部分程序调整中，遇到了很多因为没有深刻理解其相应的硬件结构导致的在程序编写和相关寄存器调用等方面的问题。

我们又仔细研读了相应课件和请教老师之后，对相关问题有了深刻理解并加以解决。

然后，就是硬件电路的焊接了。

首先是画好电路原理图，然后就是焊接时多注意功率场效应管，三极管，肖特基二极管，稳压二极管和电解电容的极性，千万不能焊错了。

在这部分遇到的最大问题就是硬件调试过程中，TMS320F28027输出的ePWM矩形波经三极管放大后使矩形波的下降时间太长而导致了产生了严重的波形失真，在分析了相关波形和硬件问题后决定再加一由三极管8050和三极管8550组成的互补推挽输出放大器进行放大，这使得问题得以很好的解决。

还有，就是输出电压的调整。

刚开始由于程序不成熟，所采用的采样电阻的阻值较大，这导致采样电压不准确而使输出的电压不准。

在完善了程序之后，减小了采样电压的阻值，使得问题较为理想的解决了。

最后，就是对开关电源进行必要的纹波测试了。

在设计了小型的纹波测试电路后，利用示波器对该电路的纹波进行了测试，发现其纹波较大达到一百多个毫伏。

这很明显不能满足开关电源低纹波的要求，我们在对电路和程序分析后发现可能是程序上由于在中断服务中加入了较多的程序，使得ePWM的调整有延时而导致的纹波较大。

然后我们把主要计算和数据处理过程放到了主程序中，发现纹波明显减小，但还有50mV左右。

通过我们进一步对整体设计的分析，发现可能是采用的12V电源适配器的输入纹波较大（通过测试其纹波有500mV左右），我们更换和纹波较小的专用直流稳压电源之后，纹波进一步减小。

现在测得的纹波在25mV左右。

但是经过测试发现，该直流稳压电源输入还有一定的纹波，于是我们想到了采用基本没有纹波的电池供电。

但是采用电池供电后，纹波并没有进一步减小，后来在老师的指导分析下，发现可能是由于输出的ePWM的频率与所采用的电感和电容值不匹配而导致的。

这也是我们今后可以再改进的方面。

第三章总结

开关电源以电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点在电子、通信、电气、能源、航空航天、军事以及家电等领域以得到了非常广泛的应用。

目前开关电源技术是中小功率直流电能变换装置的主流技术，本设计就属于小功率直流电能变换装置。

通过本次设计，使我深刻的掌握了开关电源的基本设计方法和开发流程。

在设计过程中，学习了TMS320F28027芯片的硬件结构和其对应的CCSv4开发软件的使用方法，并在硬件制作过程中掌握了一种新型的放大器——互补推挽放大器和功率场效应管的使用方法，特别是在硬件测试时解决了ePWM输出波形放大失真和纹波过大的问题后，增强了我发现问题和解决问题的能力，这也使得我在本次课程设计中受益匪浅。

参考文献：

[1]李金伴，李捷辉，李捷明.开关电源技术[M].北京：

化学工业出版社，2006.

[2]常敏慧等编著.开关电源应用、设计与维修.北京市：

科学技术文献出版社,2000.

[3]XX百科,推挽输出.

[4]3刘进忠-CCSv4示例（定时器、IO）分析.pdf

[5]4刘进忠-CCSv4-定时器.pdf

[6]5刘进忠-CCSv4-GPIO.pdf

[7]6刘进忠-CCSv4-adc.pdf

[8]7刘进忠-CCSv4-ePWM.pdf

附录：

1．源程序

//PWM示例：

DC-DC

#include"DSP28x_Project.h"//DeviceHeaderfileandExamplesIncludeFile

#definePWM1_TIMER_TBPRD0x752F//0x7530=3