电子系统设计方案干扰控制技术.docx

电子系统设计方案干扰控制技术.docx

《电子系统设计方案干扰控制技术.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电子系统设计方案干扰控制技术.docx（25页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

电子系统设计方案干扰控制技术

电子系统设计：

干扰控制技术

１引言

　　每个电气工程师和技术人员都希望他所设计的设备的成本比预期的低、进度提前、工作可靠，并且不会干扰其它设备。

但是，由于电气噪气和电气干扰的存在，常常达不到这些目标。

如果不能在有限的时间内解决这些问题，我们可能必须放弃这些工程或者采取修修补补的办法，浪费了我们投资工程的所有时间、金钱和努力。

例如，如果数字系统超过联邦通信委员会<ＦＣＣ）对传导和辐射发射的限制，我们就不能在美国销售这些系统。

大多数欧洲国家也有类似的要求，德国的ＶＤＥ０８７１是最严格的一个。

在美国，军用设备必须满足ＭＩＬ－ＳＴＤ－４６１。

　　大多数电气工程课程和书籍不是忽略了电气噪声，就是将讨论局限于热噪声。

结果，大多数工程师，在调试他们设计的第一个系统时就卷入噪声问题。

这通常带来三个副作用：

<１）调试需要比预期长得多的时间；<２）设计师的信心受到挫伤，<３）解决问题需要的干扰掏器件使制造成本提高１０～１５％。

　　在我工作的早期，我发现了一个较好的办法：

从开始就将干扰抑制措施设计进产品。

这是一个包含四个步骤的过程：

<１）理解干扰问题的类型，<２）设计电路时使这些问题减小到最小，<３）设计线路板、电缆的结构尽量消除这些问题，必要时，使用干扰抑制器件。

<４）将系统分成模块调试，确认每个子系统组装正确、工作正常，在进行进一步组装前不会有任何问题。

通过一开始就正确地设计系统，我经常提前完成任务，成本也较低，自我感觉良好。

这本书包含了我作为实践电气工程师工作了１４成取得了广泛<有些是代价昂贵的）的经验，通过与合作者的讨论，和三年对电气干扰控制方法的研究成果。

第２章到第４章概括了干扰的产生、接收的耦合途径。

第５章到第８章概括了减小干扰问题的技术。

第９章到第１５章的概括减小干扰的物理设计技术。

第１６章概括了干扰问题的发现、确认和定位技术。

附录中包含了电气干扰问题分析的详细资料和设计选择。

　　作为本书研究的一部分，我在全国１８个大技术图书馆搜集了资料，总共研读了１１公斤以上的书籍、杂志、和会议录。

在这些材料中，我发现了有关干扰控制的１８０本书籍，７３篇技术报告，和２３００篇杂志上发表的文章和论文。

　　其中，最有价值的七个资料资源是：

HenryW.Ott的NoiseReduvtionTechni-quesinElecronicSystems,p，这本书全面概括了避免电气干扰问题的设计技术，是我发现的最好的参考书。

WilliamR.Blood的MECLsystemDesignHandbook,这本书对高速系统的设计作了详细论述。

ＲＫennethKeenan的DigitalDesignforInterfe-renceSpecifications,这本书论述了数字系统中的干扰控制技术。

DonaldR.J.Whit-erHandbookSeriesonElectromagneticInterferenceandCompatibility,Volum3,这本书论述了在系统中确定干扰问题的技术。

Ｆiltron公司的技术报告：

InterferenceReductionGuideforDesignEngineersVolum1,提供了射频干扰控制设计的丰富数据，包括设计数据的图和表。

这个领域内两本很好的杂志是ＥＭＣTechnology和ＩＥＥＥ　ＴransactionsonElectromagneticCompatibility。

２无源器件许多电气教科书中假设电阻、电容和电感是线性的，其阻抗为：

Ｚ＝Ｖ／Ｉ＝Ｒ           Ω  对于电阻Ｚ＝Ｖ／Ｉ＝Ｉ／j２πfC　 Ω   对于电容Ｚ＝Ｖ／Ｉ＝j２πfＬ      Ω  对于电感式中：

f的单位是赫兹<图２－１），Ｚ、Ｖ、Ｉ是矢量。

然而，在实际中,所有的器件都有寄生电阻、寄生电容、寄生电感。

这些寄生参数在低频时通常无关紧要，但是在高频时起着主要作用。

图２－１理想器件的阻抗特性

图２－２是实际电阻的集总阻抗模型。

Ｒ是期望的电阻值，Ｌs是寄生串联电感，单位是亨利，Ｃp是寄生并联电容，单位是法拉第，由于电阻引线和内部结构产生的。

在频率f处，电阻的阻抗是：

图２－２　实际电阻的集总阻抗模型

图２－３是实际电阻的典型的阻抗－频率曲线。

注意两个明显的特性：

高阻值电阻起始值较大，但随后下降，而低阻值的电阻起始虽小，但随后升高，然后下降。

如果实验各种不同的Ｒ、Ｌs、Ｃp，我们发现Ｒ≈１．５５<Ｌs／Ｃp）１／２Ω是在阻抗曲线中不会产生尖峰的最低阻抗值。

因此将：

Ｒc＝１．５５<Ｌs／Ｃp）１／２Ω

定义为电阻的临界值。

如果电阻的阻值大于Ｒc，其阻抗约为：

f≤１／２πＲＣp赫兹时｜Ｚ｜≈Ｒ

图２－３　实际电阻的阻抗

f＞１／２πＲＣp赫兹时｜Ｚ｜≈１／２πfＣp

　　如果电阻的阻值Ｒ＜Ｒc,则Ｌs和Cp会在fc=1/[2π（Ls/Cp>1/2]赫兹处谐振。

这时电阻的阻抗大约为：

　　f≤1/2πLs赫兹时｜Ｚ｜≈Ｒ

　　Ｒ／２πLs≤f＜fc/3赫兹时｜Ｚ｜≈２πfLs

　　当f=fc时，阻值增加为：

当f＜３fc时，阻值降低为：

  　　｜Ｚ｜≈１／２πfＣp

表２－１是常用电阻的寄生电感、寄生电容和谐振频率的范围。

通常，为了避免较大的阻抗偏移，我们希望电阻的谐振频率远高于电路的工作频率。

表２－１常用电阻寄生电感寄生电容和谐振频率的范围

电阻类型

Ls（nH>

Cp（pF>

fc（MHz>

金属

碳复合

碳膜

金属膜

表面安装绕线绕线<无感）

３～10

5～30

15～700

15～700

0.2～3

47～25000

2～600

0.1～1.0

0.1～1.5

0.1～0.8

0.1～0.8

0.01～0.08

2～14

0.1～5

500～3000

750～2000

300～1500

300～1500

500～4000

8～200

90～1500

图２－４是实际电容的集总阻抗模型。

Ｃ是希望的容值，单位是法拉第Ｌs是寄生电感，单位是亨利。

Ｒs是串联电阻，单位是欧姆。

Ｒp是漏电阻，单位是欧姆。

所有这些参数都是电容引线和内部结构产生的。

在频率f处，电容的阻抗为：

图2-4实际电容的集总阻抗模型

图２－５是实际电容器的阻抗－频率曲线典型值。

如果电容的串联电阻大，阻抗在谐振点fc=1/[2πCLs]1/2附近平坦。

如果电容的串联电阻小，在谐振点阻抗曲线尖锐。

　　如果仔细研究电容阻抗的方程式，就会发现当Ｒs＝１.41（Ls/C>1/2欧姆时，电容特性fc>之间的过渡最短，并且最平坦。

所以将：

   Ｒc＝１.41（Ls/Cp>1/2

定义为电容的临界串联电阻。

如果电容的串联电阻大于Ｒc，则它的阻抗大约为：

当f<1/2πＲsCHz时，｜Ｚ｜≈１／２πfC　　

当１／２πＲsC≤f≤Rs/2πLsHz时，图２－５实际电容的阻抗｜Ｚ｜≈Ｒs

当f>Rs/2πLs时，｜Ｚ｜≈１／２πfLs

　　如果Ｒs<Ｒc，Ｃ与Ｌs会在fc附近谐振，这时的阻抗为：

当f

　　当f=fcHz时，｜Ｚ｜≈Rs

　　当f>3fcHz时，｜Ｚ｜≈２πfLc

表２－２给出了常用电容的串联电感、串联电阻、漏电阻和自谐振频率的范围。

我们通常希望电容的自谐振频率远高于电路的工作频率。

这将是大容值电容的一个问题。

一种解决方法是一只小容值电容与大容值电容并联起来。

这个技术也能补偿电解电容老化后串联电阻的增加，因此保持电路良好的旁路特性。

为了滤除频率很高的干扰，可能要用穿心电容，并且安装在屏蔽体上提供输入、输出端的隔离。

５　模拟电路设计

　　大多数模拟电路应用低电平信号而往往成为噪声的受害者。

模拟电路应当在最小增益和带宽的要求下,设计成线性工作状态。

通过采用差分信号、保持输出阻抗低于１ＫΩ、负载阻抗大于３００Ω后,拾取的噪声能被减小。

高增益放大器在１０ＫＨｚ至５ＫＨｚ频率范围内趋于振荡,所以反馈环路应当设计成能在最差情况下防止这些振荡的发生。

如果高电平噪声进入模拟电路，将使偏置发生变化，并导致放大器灵敏度下降甚至过载。

　　模拟电路要求有效的旁路和去耦，防止通过电源线拾取噪声。

图５－１给出运算放大器的推荐旁路电路。

每５个运放的Ｖ＋和Ｖ－应各有一个１至１０μＦ钽电解旁路电容器。

每个运算放大器还应采用陶瓷电容器将它的Ｖ＋和Ｖ－插针与输出信号回线连接起来。

这些旁路电容应当是０.１μＦ或至少为负载电容的１００倍，两者取较大的一个。

旁路不足常引起振振荡或“卜卜”声。

<注意：

如果在电路上并联大的和小的旁路电容，可在大电容上串连一个１Ω电阻，以减小高频振铃）。

图５－１　推荐的运放旁路电路

图５－２给出推荐的多级放大器的去耦电容器。

Ｒ１和Ｒ２有助于抑制耦合进第一级的电源线噪声。

为了减小进入输入级的电源线噪声和发生振荡的可能性，电源输入端应尽可能靠近输出级。

多级放大器的理想布局为一直线，使输入级和输出级尽可能远离。

图５－２　推荐的多级放大器去耦电容

如果运算放大器直接驱动电抗性负载<图５－３中的ＬＬ和ＣＬ），则几乎肯定会振荡。

在运放的输出线上串联一个小阻尼电阻<图５－３

图５－３　运算放大器驱动电抗性负载

如果运放驱动容性负载，也会发生振荡。

图５－４介绍倒相放大器抑制振荡的两种方法。

Ｒ１和Ｒ２用来调节放大器的增益。

Ｒ３≈<Ｒ１×Ｒ２）／<Ｒ１＋Ｒ２）为任选，但它有助于平衡两运放的输入偏置电流，而且如果Ｒ３接近Ｒ１，有助于抵消输入电路中感应的任何热温差电压。

在图５－４

在图５－４

图５－４　倒相放大器驱动电容性负载

图５－５介绍了非倒相放大器避免振荡的四种方法。

在图５－５

在图５－５

如图５－５

在图５－５

检验放大器稳定性的好办法是在放大器输入端接一脉冲发生器，并调整它，使得在放大器输出端按≈２００mＶ步进<常规负载端接）。

如果输出端的过冲低于４０％，则电路是稳定的。

图５－５　不倒相放大器驱动电容性负载

有些模拟电路的输入端用开关与不同信号源相连，如留声机、收音机以及家用立体声盒带录音机等。

交流耦合输入端应用牵引电阻<图５－６

场效应管开关通过栅极至漏极的杂散电容能将激励信号耦合进模拟输入端。

这个噪声可通过减小栅极信号的漂移或在栅极电路上增加一个Ｒ－Ｃ滤波器使栅极信号展宽而被抑制。

如果信号必须非常快速地转换，一个带有匹配的场效应管开关电路和匹配输入端的差分放大器<图５－６

图５－６　开关模拟信号

１９７８年，我设计了一台新型喷墨式打印机的功能测试仪。

这台测试仪能监控－１２Ｖ至＋３００Ｖ的约３０种模拟信号，其模拟输入电路板额定电压±５Ｖ。

为了保护昂贵的模拟电路板，我决定用廉价的运放阻尼所有模拟信号。

图５－７介绍了我以前设计的非倒相放大器<用于信号低于±４Ｖ）和倒相放大器<用于信号超过±４Ｖ）。

按照初始结构设计，我预期输出电缆约两M长。

图５－７　有条件稳定放大器

７.接口电路设计：

电子系统和“实际世界”之间的接口，要特别注意许多噪声源。

输入／输出装置通常独立的单元，通过长的电缆与主系统连接。

许多输入／输出装置包括螺旋管线圈、开关、继电器和电机，在高电平工作时，产生大电压和电流尖峰。

为了减小这些噪声问题，在设计慢的、低电压和电流工作的接口电路时，使用抑制电弧和尖峰的电路，尽可能使大功率电路简单。

　　非线性的连接可以滤去高频噪声，把其送到低频电路中去，这种效应称为“音频检波”。

商用机可以有１０Ｖ／m电场，军用设备为１００Ｖ／m电场，于是未屏蔽长电缆能容易地拾取１０Ｖ之多的共模噪声。

在这个电平上，不仅晶体管和集成电路中ＰＮ结，甚至冷焊接头和已腐蚀的连接，可以起到检波作用。

通过更换导线来产三少噪声的拾取，或者增加低通滤波器来保护敏感的连接<图７－１），可以降低音频检波。

图７－１　减少音频检波

输出电路必须设计成能承受由负载引起的大的起动电流。

例如，白炽灯在开启时，可以是工作时１０～１５倍的电流，变压器是１００倍，电机是２５倍，继电器是１５倍。

这些大的起动电流产生大量噪声，可以熔化触点或毁坏半导体。

　　可控硅整流器<ＳＣＲ）和三端双向可控硅开关产生大量噪声，因为在开起时驱动重负载。

通过将其在电源电压零交叉时起动，可以减少噪声。

在ＳＣＲ的阳极，或者三端双向可控硅开关上尖峰电压可以通过寄生电容耦合到栅极，使器件突然开启。

ＲＣ缓冲器<图７－２）可以吸收这些尖峰脉冲<以下简称尖峰），来防止突然开启。

按经验法则，缓冲器中电阻器等于最小负载电阻。

对于中小电流的ＳＣＲ或三端双向可控硅开关，驱动负载的电感为ＬＬ<Ｈ），则１０Ω≤Ｒ≤２００Ω和ＬＬ／Ｒ２≤Ｃ≤４ＬＬ／Ｒ２<Ｆ）。

如果负载电阻小于２Ω，图７－２

　　双极型晶体管和场效应晶体管<ＦＥＴ）可以产生振荡，由于基极和栅极的寄生电容。

这种现象特别普遍，当高频晶体管<单位增益频率ft≥１００ＭＨｚ）工作时低于０.２ftＨｚ时。

我们能够防止双极晶体管振荡，是在基极一发射极上加１０～１００ＰＦ电容器<图７－３中Ｃ１和Ｃ２）。

对于ＦＥＴ，在栅极串联１００Ω～２ＫΩ电阻器<图７－３中Ｒ１和Ｒ２）有同样的结果。

另一个有效技术，即不改变原电路图，在晶体管基极／栅极上穿磁珠<图７－３中Ｌ１～Ｌ４），以降低高频增益，不影响低频特性。

图７－２防止ＳＣＲ和三端双向可控硅开关开启图７－３　防止晶体管高频振荡

晶体管和ＦＥＴ快速开关可引起大量辐射噪音。

集电极到发射极<漏极到源极）的≈0.47μＦ电容器，将使这些快速沿变慢，减少辐射噪声。

较好的解决办法是将驱动器紧挨负载，为了减小承担瞬变大电流的导线的环路面积和长度。

　　抑制电弧电路减小噪声，这噪声是开关的开关、继电器触点的开启和闭合，特别是驱动电感负载产生的。

在触点间加上超过３００Ｖ电压时，产生辉光放电。

电弧发生在：

<１）触点上电压变化大于１Ｖ／μs；<２）电压超过负电触点的额定值Ｖarc；<３）负载电流超过任一触点的额定电流Iarc。

表７－１列出了触点普通材料的Ｖarc和Ｉarc。

高Ｖarc额定值的触点希望比低Ｖarc额定值的触点，产生更低的电磁干扰<ＥＭＩ），因为灭弧。

<注意：

已由于飞弧损坏的触点，可以是所列值十分之一的最小飞弧电流）。

表７－１　触点普通材料最低起弧条件

触点材料

Varc（V>

Iarc（A>

碳

铜

金

铁钼镍钯铂铑银钨

１５．５～２０

８．５～１４

９～１６

８～１３

１７

８～１４

１５～１６

１３．５～１７．５

１４

８～１３

１０～１６．５

０．０１～０．０３

０．３６～０．６０

０．３８～０．４２

０．３５～０．７３

０．７５

０．２０～０．５０

０．８０

０．６７～１．００

０．３５

０．４０～０．９０

０．９０～１．２７

图７－４表示为开关和继电器的抑制起弧电路。

阻性负载，小于Iarc时，不必加电弧抑制器。

图７－４

图７－４

假定峰值电源电压为Ｖs<Ｖ），峰值负载电流I<Ａ），负载电感为ＬＬ<Ｈ）和负载电阻ＲＬ<Ω），推荐值为：

　　工作电压为１０Ｖs<Ｖ）时，Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４和Ｃ５≥１０－６Ｉ<Ｆ）和≥<Ｉ／３００）２ＬＬ<Ｆ）；

　　Ｃ６和Ｃ７≈ＬＬ／Ｒ２Ｌ<Ｆ）；

　　ＣＲ１、ＣＲ２和ＣＲ３为额定的Ｖs反峰电和工作连续电流Ｉ；

　　ＬＩ≈１０μＨ；

　　Ｖ／Ｉarc<Ω）≤Ｒ１≤ＲＬ<Ω）；

　　Ｒ２和Ｒ３≤ＲＬ／２０<Ω）；

　　Ｒ４≥ＲＬ<Ω）和≥１０Ｖs/Ｉarc<Ω）；

　　Ｒ５≈１００ＫΩ；

　　所有这些抑制元件都应紧挨触点，所有导线应尽可能能短。

图７－４

Ｃ２和Ｒ１的推荐值是：

最佳电弧抑制器。

Ｃ２和Ｒ１的推荐值是：

　　Ｃ２＝１０－７Ｉ２<Ｆ），最小为１０００ＰＦ；

　　Ｒ１＝Ｖs/10I1+（50/Vs>

图７－４　开关和继电器抑制起弧的电路

８．电源设计：

开关电源是３０ＭＨｚ以下传导和辐射噪声的主要来源。

当小输出电流工作时，线性电源会产生“汽船声”即<产生低频锯齿波），而当用长线驱动较差的旁路负载时，还可能振荡。

另一个问题是，当输入输出端隔离较差时，会使电流线噪声进入产品，并使产品噪声增加。

这些问题可以通过适当选择元器件、仔细布线、旁路良好、滤波以及屏蔽等方法加以解决。

图８－１给出线性电源原理图。

变压器Ｔ１升高或降低线路电压，并提供初次级隔离，ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ３和ＣＲ４对次级电压整流并对滤波电容器充电，Ｖref为Ｑ１的偏置电压，用来稳定输出电压Ｖout=Vref-Vbe（Q1>，图８－２表示电源的高频模型——由ＨＩ至Ｖout，以及由ＬＯ至Ｖout，此电源有１３pＦ串联电容和５０pＦ关联电容，所以大约２０％的电源线噪声将到达产品中，而且反之亦然。

图8-1线性电源原理图图８－２　基本线性电源的高频模型

在大多数交流电源线上，高频噪声是极普遍的。

大约平均每数分钟可观察到一次２００Ｖ尖峰，每天可观察到一次４００Ｖ尖峰，每年一次１０００Ｖ尖峰，在雷电高发区，室内平均每天能观察到１０００Ｖ尖峰约两次，每年能观察到５０００Ｖ尖峰的一次。

办公室和车间附近有电动机时将产生１５００Ｖ至２５００Ｖ尖峰，将有更多噪声。

雷电可以将１０至２０ＫＶ尖峰置于室外电源线上，而将２至６ＫＶ尖峰置于室内电源线上<限于墙上电源插孔的电弧过电压６ＫＶ）。

作为一般规则，电源应当能经受３ＫＶ尖峰噪声而不被损坏，而高可靠性电源则应安全经受６ＫＶ尖峰噪声。

　　汽车引起的环境电磁干扰也很严重，发动机由满载突然下降，能产生＋１２０Ｖ尖峰。

电感性负载的开与关能产生－３００Ｖ～＋８０Ｖ尖峰。

成束导线中，导线之间的耦合能产生＋２００Ｖ尖峰，而点火装置突然熄火，将产生－１００尖峰。

通常条件下，都伴随有±１.５Ｖ噪声，而点火系统伴随有±７.５Ｖ。

　　电子设备防护电源线尖峰干扰的一种方法是采用浪涌吸收器，例如，我的家用计算机、打印机、彩色监视器，以及绘图仪都插入六插口“电源浪涌吸收器”。

我的系统将和未加防护器时一样正常的工作，但我喜欢所提供的附加防护。

这个特殊的单元包含金属氧化物压敏电阻器，它是一种非线性电阻器。

浪涌吸收器的其它类型有，碳化硅压敏电阻器、齐纳二级管、气体放电管等。

表８－１列出了这些器件的主要性质。

表８－１　浪涌吸收器的尖峰抑制特性

器件类型

击穿电压

非线性a＊

额定电流<Ａ）

电容量

响应时间

气体放电管压敏电阻器

碳化硅可变电阻

Ｓurgector/ThyZorb

Transzorb

齐纳二极管

70-40，000

6-4700

9-1000

5-600

6-500

1-700

-

15-30

2-7

-

≈35

30-100

1000-10，000

10-70，000

1-1000

5-3500

2-2000

1-500

0.5-10

10-33,000

30-4000

90-200

10-90,000

2-60,000

50-5000

＜1-50

300-10，000

10-10，000

＜1-10

＜1-25

*I=KVa

电源中的整流器导通时产生电压尖峰，截止时产生电流尖峰。

采用软恢复整流器或高额定电压和电流整流器。

其它可以采用的方法有，限制通过整流器的电流<图８－３（a>），降低整流器电流变化的速率<图８－３（b>）及

肖特基二级管整流器则需采用ＲＣ缓冲器，防止整流器截止时出现振铃<图８－３（f>）。

图８－３（a>、（b>、（c>和

<注：

开关电源中的二级管必须比开关三级管截止得更快，或电源能自行抑制其自身产生的噪声尖峰。

）

图８－３　减小整流器的通断瞬态效应

图８－４　在原边抑制噪声

让我们看看，应如何验证图８－１中电源存在的噪声。

我们最大的问题是电源噪声，因为它能损伤产品。

图８－４

Ｌ１和Ｌ２抑制高频噪声，Ｃ２和Ｃ３旁路高频差模噪声，而Ｃ４和Ｃ５旁路高频共模噪声。

典型值是Ｌ１＝Ｌ２＝１.８～４７mＨ，Ｃ２＝Ｃ３＝０.１～２μＦ，而Ｃ４＝Ｃ５＝０.５mＡ。

我们还需要一个阻值为Ｒ１＜０.４ΩＦ／<Ｃ２＋Ｃ３）的泄放电阻，为Ｃ２和Ｃ３放电。

<注：

滤波器的谐振频率必须低于开关频率。

）

　　有时我们只需要进行少量的滤波，图８－４

Ｃ３是低质或塑料电容器，Ｃ４和Ｃ５是标准１.４ＫＶ瓷片电容器。

Ｒ２和Ｒ３是碳膜电阻器。

这个电路可以安装在接线板或印制板上，但应使电容器引线尽可能短。

在电源线滤波器中采用的所有元件应当能经受住滤波器额定交流电压的两倍和额定交流电流的两倍。

对于线性电源，滤波器的截止频率应当至少是最高交流输入频率的１.５倍。

　　我们也可以将电源变压器屏蔽起来。

常规的变压器有１０至５０pＦ匝间电容。

法拉第屏蔽变压器的屏蔽壳于直流地之间<图８－５

对于双侧屏蔽变压器，其初级屏蔽应当接大地，而次级屏蔽应接至直流地。

法拉弟屏蔽变压器将使噪声问题确定，为此可使用中心抽头隔离变压器，如图８－５

如果只需要少许减少匝间电容，也可试用分裂式变压器和环形变压器。

图８－７　噪声抑制线性电源的高频模型

现在让我们看看，我们能在电源次级做些什么<图８－６）。

我们可以将铁氧体磁珠套在变压器引线上，抑制噪声尖峰，减缓充电电流脉冲，并减少整流截止尖峰。

我们可以用压敏电阻Ｒ１将高压尖峰箝位，用小电容Ｃ６和Ｃ７将高频噪声旁路至地。

要减小电源输出的噪声，可附加馈通电容器Ｃ８和铁氧体磁珠Ｌ５。

<注：

Ｌ３和Ｌ４对低阻抗负载很有效）图８－７为全部噪声抑制的电源的高频模型。

Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４和Ｌ５可以阻挡电源线至产品的高频噪声。

Ｒ１将高压尖峰箝位，而Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７和Ｃ８将高频噪声旁路。

非常小的噪声将通过电源电路，但必须使交流线路远离直流线路，使输入和输出保持隔离。

　　由于开关晶体管和散热器之间的电容性耦合，开关电源可能发射过量的噪声。

将在云母绝缘片上的ＴＯ－３晶体管有１００至２５０pＦ寄生电容。

在晶体管和散热器之间设置屏蔽，并将屏蔽接至直流地，可将此电容减小至１pＦ。

一种称为“Ｓil-Pad屏蔽“的专用绝缘材料就是为此目的设计的。

　　可以对高频和低频电路分别使用电源。

同样，如果产品具有高压和低压电路，为了隔离低压电