推挽电路的设计.docx

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推挽电路的设计

电力电子应用课程设计

课题：

120W推挽电路的设计

班级电气1123学号

姓名

专业电气工程与其自动化

系别电子与电气工程学院

指导教师陈万

淮阴工学院

电气工程系

2015年5月

摘要

开关电源是在电子、通信、电气、能源、航空航天、军事以与家电等领域应用非常广泛的一种电力电子装置。

它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点，推挽变换器和正激变换器是两种常用的DC/DC变换器。

推挽电路就是两个不同极性晶体管连接的输出电路。

推挽电路采用两个参数相同的功率BJT管或MOSFET管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务，电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小效率高。

推挽输出既可以向负载灌电流，也可以从负载抽取电流。

推挽电路适用于低电压大电流的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。

关键词：

双端电路推挽变换器

一、设计思想与设计原理

1.1推挽变换器

1.1.1设计目的

通过本课题的分析设计，可以加深学生对间接的直流变流电路基本环节的认识和理解，并且对隔离的DC/DC电路的优缺点有一定的认识。

要求学生掌握推挽变换器的脉冲变压器工作特性，并学会分析该电路的各种工作模态，与开关管、整流二极管的电压电流参数设计和选取，掌握脉冲变压器的设计和基本的绕制方法，熟悉变换器中直流滤波电感的计算和绕制，建立硬件电路并进行开关调试。

学生需要熟悉基于集成PWM芯片的DC/DC变换器的控制方法，并学会计算PWM控制电路的关键参数。

1.1.2工作原理

图1推挽变换器

图2推挽变换器主要波形

推挽变换器的主要波形如图2所示。

电路如图1所示，两个IGBT管可看成两个可控制的开关，通过控制开关管Q1、Q2的开断可以控制电路的输出。

变压器的同名端在电路中已经给出，输入的电压值假设为V。

Q1导通时，输入电压加在变压器原边上端绕组上，同时Q2关断，其两端承受两倍的输入电压，变压器副边上端绕组电压为n2V/n1，整流二极管D1导通，此期间电源向负载提供能量，电感L中的电流逐渐上升。

Q1关断、Q2仍未导通，两管同时处于关断状态。

整流管D1中电流逐渐减小，D2中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供，电感L中的电流逐渐下降。

Q2导通Q1关断时，输入电压加在变压器原边下端绕组上，Q1承受两倍的输入电压,变压器副边下端绕组电压为n2V/n1，整流二极管D2导通，此期间电源向负载提供能量；Q2关断、Q1仍未导通，整流管D2中电流逐渐减小，D1中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供，电感L中的电流上升。

如果Q1和Q2同时导通的话，就相当于变压器一次绕组短路，因此应避免两个开关管同时导通，每个开关管各自的占空比应不能超过50%,所以要保留有一定的死区，防止两管同时导通。

推挽变换器的电路结构简单，是基于单端正激变换器，我们可以把看成两个完全对称的单端正激变换器的组合，但是，推挽变换器比正激变换器输出更大的功率。

电路中，变压器铁芯双向磁化，铁芯尺寸相同，同时，电路必须有良好的对称性，否则容易引起直流偏磁导致铁芯饱和，磁芯饱和后电路就无法正常工作。

变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感，从而降低功率管的关断电压尖峰，这增大了变压器绕制工艺的要求以与对所用功率器件电压定额的要求。

另外，电路中输入电流纹波较大，因而滤波器的体积也要较大。

推挽变换器通常用于中小功率场合，一般使用的功率范围为几百瓦到几千瓦。

1.1.3基本关系

1、电压传输比

输出电压与输入电压的关系为:

D为单管导通占空比，n为变压器匝比，

。

2、开关管的电压、电流应力

当开关管Q1或者Q2关断时，开关管上的稳态电压最高是2Vin。

当开关管导通时流过开关管的电流是经变压器变换后的负载电流，其有效值为:

3、副边整流管的电压电流应力

对于副边全波整流结构，副边整流二极管的电压应力是变压器副边单绕组电压的两倍，即2nVin。

流过整流管电流的有效值为:

1.2推挽变换器的参数设计

样机的技术指标如下：

输入电压：

36-75V直流输入

输出电压：

24V/5A直流输出

功率：

120W

开关频率：

100KHz

1.2.1主功率变压器的设计

（1）占空比和变压器变比的确定：

由于推挽变换器存在直流偏磁问题，为了克服这一缺点，选用电流型控制芯片，以限制流过器件的电流。

控制芯片选用KA3525,试验中它可以输出最大占空比D为0.49，开关频率设计在100kHz。

在输入电压最低为36VDC时，保证输出电压可以达到24V。

由公式：

可得变压器变比

，考虑到实际电路会有一定的占空比丢失，可以选取变比n=0.72。

（2）磁心的选取

根据公式：

选择变压器磁心。

上式中各个参数的单位是：

P→W,S→cm,Q→cm,B→Gs，j→A/cm，对于铁氧体磁芯Kc=1，取Ku=0.3。

选用高频铁氧体材料R2KBD，其饱和磁密Bs为5100Gs，Bm可以选

Bs=1700Gs。

结构选为ETD49型，其有效磁心截面积S为2.13cm²，窗口面积Q为3.75cm²。

由上述公式计算可得：

而ETD49铁芯的SQ=7.9875，可以选择EE33型磁心。

（3）匝数的设计

对双向矩形脉冲的变压器有

选取原边单绕组为11匝。

根据变比要求，取副边单绕组匝数为8匝，即变压器

的绕组匝数为11：

11：

8：

8。

（4）绕组的设计

导线中流过交变电流时会产生集肤效应，即导线横截面上的电流分布不均匀，线有效截面积减少，电阻增大。

在高频工作时，必须加以考虑。

当开关频率为100kHz时，穿透深度Δ为：

导线线径应小于穿透深度的两倍。

首先计算原副边绕组电流有效值。

满载工作时，不考虑流过变压器副边n2和滤波电感的电流纹波，则流过n2的电流幅值等于流过电感电流的平均值，即负载电流In，则流过变压器原副边电流的有效值I1、I2分别为：

1.2.2开关管的选取

开关管的最高电压应力是两倍的最高输入电压，即150V。

但推挽变换器由于变压器漏感的存在，在开关管关断时有较大的电压尖峰，因此要考虑较大的电压裕量。

开关管的电流定额：

取3

可选取IRFP30型号的MOSFET。

1.2.3副边整流管的选取

副边整流二极管承受的最大电压应力为2nVmax=2×0.72×75=108V，考虑1.5倍的裕量，可以选取耐压为220V的功率整流管。

流过整流二极管的最大电流为为副边绕组的最大电流，考虑2倍的裕量

GSIB2520-E3/45型号的功率二极管满足要求。

1.2.4滤波电感的设计

（1）电感值设计

滤波电感的设计根据变换器的输出额定功率100W设计。

根据最小临界连续电流来选取滤波电感的电感值：

其中，

设

，代入上式可得：

L=32.52uH

可以选取滤波电感值为40μH。

（2）铁心的选择

选用高频铁氧体材料制成的ETD49铁芯，其饱和磁密为5100Gs

SC=CD=13×9.7=126.1mm

Q=（B-C）E=（13.8-13）×23.5=18.8mm。

初选气隙δ=1mm，则：

选取N=20匝

此时

满载时

因此：

（3）导线的选取

在选择导线时可考虑使用多股线，因为导线线径应小于穿透深度的两倍，则可用穿透深度来选择导线。

穿透深度Δ=0.20898mm，取Su1=0.79mm,Su2=3.03mm

则

所以原边取两股线。

所以副边取八股线。

1.2.5滤波电容的设计

滤波电容的设计根据变换器的输出平均功率120W设计。

在输出的直流电压中，包含有高频纹波和很小的二次纹波成分。

由于高频成分较多，必须选用低阻抗高频电解电容，选取主要依据输出纹波满足要求。

利用公式：

本变换器中，滤波电容采用1000μF/25V的电解电容。

1.2.6控制电路关键参数设计

推挽变换器电路如下图所示。

图3推挽变换器电路图

二、PWM控制芯片选取与介绍

2.1PWM控制芯片选取

由于推挽变换器存在着直流偏磁问题，为了克服这一缺点，选用电流型控制芯片，以限制流过器件的电流。

KA3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。

在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。

由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。

其引脚如下：

图4KA3525引脚图

2.2KA3525引脚介绍

（1）Inv.input（引脚1）：

误差放大器反向输入端。

在闭环系统中，该引脚接反馈信号。

在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。

（2）Noninv.input（引脚2）：

误差放大器同向输入端。

在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。

根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。

（3）Sync（引脚3）：

振荡器外接同步信号输入端。

该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。

（4）OSC.Output（引脚4）：

振荡器输出端。

（5）CT（引脚5）：

振荡器定时电容接入端。

（6）RT（引脚6）：

振荡器定时电阻接入端。

（7）Discharge（引脚7）：

振荡器放电端。

该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。

（8）Soft-Start（引脚8）：

软启动电容接入端。

该端通常接一只软启动电容。

（9）Compensation（引脚9）：

PWM比较器补偿信号输入端。

在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

（10）Shutdown（引脚10）：

外部关断信号输入端。

该端接高电平时控制器输出被禁止。

该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

（11）Output A（引脚11）：

输出端A。

引脚11和引脚14是两路互补输出端。

（12）Ground（引脚12）：

信号地。

（13）Vc（引脚13）：

输出级偏置电压接入端。

（14）Output B（引脚14）：

输出端B。

引脚14和引脚11是两路互补输出端。

（15）Vcc（引脚15）：

偏置电源接入端。

（16）Vref（引脚16）：

基准电源输出端。

该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。

三、设计调试

为了测试该设计是否可行，选取三组典型数据进行调试测量：

1、

ds波形

gs波形

2、

ds波形

gs波形

3、

ds波形

gs波形

二极管波形

四、设计总结：

4.1电路总结

推挽电路适用于低电压大电流的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。

由设计分析可知，推挽电路有以下优缺点：

优点：

结构简单，推挽电路中变压器双向励磁，变压器一次回路只有一个开关，通态损耗小，推挽电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，开关变压器磁芯利用率高，驱动简单。

缺点：

变压器带有中心抽头，而且开关管的承受电压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电压尖峰，另外输入电流的纹波较大，因而输入滤波器的体积较大。

由于推挽变换器存在着直流偏磁的问题，为克服这一缺点，选用电流型控制芯片，以限制流过电器的电流，所以我们选用KA3525电流控制型芯片。

推挽电路适用于低电压大电流的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。

4.2心得体会

为期两周的电力电子课程设计很快结束了，在这两周时间内，获益匪浅：

我对电力电子技术本身掌握的不是很好，拿到本课题之后更是显得无从下手，不断的在网络、图书馆寻找资料，同时向指导老师和同学请教，积极与同课题的同学探讨应如何正确的进行设计。

第一周，我们的工作不仅仅是寻找资料，还有大家一起动手组装实验所需的挂箱，组装过程，极大的增强了自己的动手能力，也对设备有了更深入的了解。

在确定自己课题设计思路情况下，认真与指导老师沟通，寻求老师的帮助。

在设计过程中遇到了很多困难，归根结底是对推挽变换器的陌生感，在电力电子课堂上没能真正的深入学习，从而带来这些困难，幸运的是，遇到了一位循循善诱、平易近人的指导老师，将我所遇到的困难一一帮忙讲解，直至我明白为止。

在这里真心对陈万老师说一句谢谢。

此外，也要感谢在设计过程中同课题同学的帮助。

此次课程设计，我对推挽电路有了真正意义上的理解，设计调试过程中，认真反复检查接线，多次测量分析，不断发现问题、分析问题、解决问题，最终成功完成了该设计。

参考文献

1.张占松，蔡宣三.开关电源原理与设计.北京：

电子工业出版社，2000

2.胡维昊，斐云庆，王兆安.推挽正激多重化DC/DC变换器的研制.西安交通大学，2006

3.张方华，王慧贞，严仰光.正激推挽电的ZCS方案.电力电子技术，2003

4.张方华，严仰光.带隔离变压器的DC/DC变换器零电流转换方案.中国电机工程学报，2003

5.赵修科.实用电源技术手册磁性元器件分册.辽宁科学教育出版设，2002