逆变焊机主电路的设计.docx
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逆变焊机主电路的设计
4逆变焊机主电路的设计
4.1逆变焊机的工作原理与特点
逆变焊机原理框图如图4.1所示。
该系统采用双闭环控制系统，图中If为反馈电流，Uf为反馈电压，19为给定电流，Ug为给定电压，UO为实际输出电压。
内环为电流反馈闭环控制，反馈信号由电流霍尔传感器得到。
外环为电压反馈闭环控制，反馈信号由电压霍尔传感器得到。
具体控制过程后做分析.
逆变焊机工作时，先将单相220V/50Hz电压整流并滤波后，变为逆变主回路所需的310V左右平滑直流电压。
然后将该直流电压送入逆变主回路，经过大功率电子元件IGBT的交替逆变作用转变成为ZOK左右的中频交流电压，再经过中频降压变压器降压至适合于焊接的几十伏电压，最后经过整流滤波后得到直流焊接输出。
借助于控制电路及反馈回路，以及焊接回路的阻抗，可以得到焊接工艺所需的外特性和动特性。
其交流变换顺序为:
工频交流一直流一中频交流一降压一直流。
焊机在“交流一直流一交流”阶段的电压频率发生了改变，所以逆变焊也成为变频焊机。
交流和直流反复转换的目的是为了提高该电压的工作频率。
我们知道，按照正弦波分析时变压器输出有如下公式[60]:
式中，
变压器的体积、重量与Ns有关，而NS与变压器的工作频率f又有直接关系。
当凡一定时，若变压器工作频率从工频（SOHz）提高到20KHz，则绕组匝数与铁心截面积的乘积NS就减少到原来的l/400，而主变压器在逆变焊机中通常所占重量为1/3到2/3，因此提高变压器的工作频率可以使逆变焊机的体积和重量显著的减少。
同时，钢和铁的电能损耗将随所需材料的明显减少而大大降低，焊接质量也有进一步改善。
由于上述原因，逆变焊机与传统的晶闸管式焊机和晶体管式焊机相比，具有众多优点:
l）高效节能。
逆变焊机材料的减少使焊机整体损耗大大降低，其效率可达80%到95%，功率因数可提高到0.9以上，空载损耗极小，只有几十瓦，这一点在能源紧张的今天尤为可贵。
2）体积小，重量轻。
这是逆变焊机最明显的优点，主变压器的重量仅为传统弧焊电源工频变压器的几十分之一。
3）动态响应时间短，控制速度提高。
该特征是逆变焊机最重要的特点。
普通晶闸管焊机的控制周期为3.3ms，而逆变焊机的动态响应时间达到百微妙级，和电弧焊接诸物理过程的时间常数相当，故能更精确地控制电弧焊中各种物理现象，焊接的动态控制成为可能。
4）控制能力增强，显著提高工艺性能。
控制能力是与控制速度、控制手段密切相关的。
它直接反映了焊机适应焊接条件和焊接要求的能力。
另一方面，焊机控制能力的增强主要依靠于器件速度的提高、微机的应用及现代化控制力等方法的应用。
4.2常用的主电路拓扑结构
目前，弧焊逆变焊机主电路所采用的拓扑主要包括全桥式、半桥式、双管正激式和推挽式四种结构。
l）全桥式逆变电路
全桥式电路一般用于大功率逆变电源中，采用四个功率开关组成两组开关对（S1、S4和S2、S3），两组开关管对交替闭合将输入电流电压变成高频交流，加在变压器上。
图4.2为全桥式逆变电路的原理图。
全桥式逆变电路对开关管的耐压要求低，变压器的利用率高，易获得大功率输出。
但其需要至少四个开关器件及相应的驱动电路，因此它的成本较之其它电路高。
全桥式逆变电路是应用最广的，国内外许多厂家如新时代、瑞凌、日本松下、美国林肯等焊机都采用此主电路结构。
全桥式逆变电路存在偏磁现象和功率开关管直通问题。
偏磁现象是由于功率开关管的开关时间存在差异，将导致变压器所加正负半波的伏秒乘积不同，经过一定时间积累，会使变压器单线偏磁直至饱和，这是变压器相当于短路，由此产生很大的尖峰电流将烧毁功率开关管。
通常在变压器原边串入一个无极性隔直电容以改善偏磁问题[601[6‘l。
2）半桥式逆变电路
半桥式逆变电路的拓扑结构如图4.3所示，这种拓扑结构只需要两个开关器件，驱动电路简单。
但在电流容量相同的情况下，半桥式逆变电路所输出的最大功率只有全桥式的一半，所以一般只适合于中等功率输出的场合。
半桥电路也存在直臂导通的问题。
3）双管正激式逆变电路
双管正激式逆变电路的原理图如图4.4所示。
这种电路控制简单，不存在直臂导通的问题，但开关管所承受的峰值电流和电压较高，同时其高频变压器仅工作在磁滞回线的一侧，故只适合中小功率输出。
4）推挽式逆变电路
图4.5为推挽式逆变电路的原理图。
推挽式逆变电路只用两个开关器件就能获得较大的功率输出。
一对功率管的发射极相连，两组驱动电路彼此间无须绝缘，驱动电路简单。
但功率管承受的反压较大，原边绕组只有一半时间工作，高频变压器利用率低，适合用于单相输入的电源中。
表4.1列出了上述四种拓扑结构的主要性能参数指标。
其中所列的公式都是理论计算值，实际应用时由于变压器漏感等寄生参数的存在，实际情况会与理想情况有所不同。
比较半桥式和全桥式电路可知，当两者所输入、输出电压和额定功率相同时，虽然承受都是输入电压Vin，但半桥变换器中的开关元件的峰值电流为全桥式变换器的两倍，而输出电压却只有全桥式变换器的一半。
因此全桥式变换器更适用于大功率的场合。
4.3本系统的主电路设计方案
逆变焊机的主电路承担着转换、传递能量的任务，是整个电源系统的基础。
主电路必须安全、可靠，器件参数的选择应该以极限工作条件为依据，并留有一定余量，保证所选器件工作在安全区域。
本文设计的IGBT逆变焊机输出电流为160A，输出电压为27V，逆变器工作频率为20KHz，要求系统具有平硬外特性和良好的动特性，电流、电压响应要求迅速。
由于全桥变换器可以提高变压器的利用率，减小开关元件的电压电流等级，传输功率大，因此在本系统主电路设计采用全桥式结构，拓扑结构图如图4.6所示。
主电路主要包括三部分:
第一部分，输入整流滤波电路。
二极管Dl一D4组成输入整流电路（实际电路用整流模块代替）;电解电容Cl一C3和电阻Rl、咫组成滤波电路。
第二部分，逆变器。
VTI一VT4为功率开关管IGBT管，与降压变压器T组成逆变器;RS一RS、CS一CS、DS一DS共同组成VTI一VT4的RCD吸收网络，减少IGBT开关过程电流、电压对管子的冲击。
第三部分，输出整流滤波电路。
快速整流二极管Dg、D10和直流电抗器Ll共同组成单相全波整流滤波输出电路;电阻R3、R4和电容Cg、C10共同组成Dg、D10的RCD吸收网络。
该主电路工作原理为:
单相220V电压经过单相桥式整流后，输出为带纹波的直流电压，再经过电解电容Cl一C3组成的滤波电路滤波后得到310V平直的直流电压。
当控制电路输出相同占空比的PWM脉冲控制IGBT，使它们轮流导通与关断，此时，直流电压被逆变成20K壬12的交流方波电压。
VTI、VT4和VTZ、VT3的轮流导通和关断使中频变压器Tl的原边绕组上的电压为正负对称的方波。
变压器的次级绕组感应的交流方波电压大小采用PWM方式进行调节，即改变驱动脉冲的占空比实现。
变压器输出的交流方波电压经过快恢复二极管Dg和D10整流后变成方波直流电压，最后经过滤波电感（直流电抗器Ll）滤波后输出较为平直的直流电压[6211631。
此时实现了对输出电流的恒流控制。
当控制电路输出不同占空比的PWM脉冲控制IGBT组VTI、VT4和VTZ、VT3的开通与关断，则逆变器输出频率为20KHz，幅值相同但平均值不同的交流方波脉冲。
经过变压器降压整流滤波后，可以实现脉冲电流的输出。
可见，改变控制脉冲的占空比就可以调节焊机电源的输出。
PWM脉冲占空比通过软件程序设计，本系统选用相同占空比的PWM脉冲控制IGBT，使焊机输出连续的直流电压。
4.4主电路参数的设计计算
4.4.1中频变压器的设计
中频变压器主要作用是电压变换（降压）、功率传递和实现输人、输出之间的隔离。
由于中频变压器工作频率高达ZOKHz，它要求磁芯材料高频损耗尽可能小，此外还要求饱和磁通密度高，随工作温度升高，饱和磁密度的降低尽量小等。
对于上述要求，采用性价比较好的铁氧体材料做变压器磁芯，功率损耗明显减少。
实际制作的变压器磁芯采用双E型磁芯组合而成。
中频变压器一次侧为1组绕组N1，，二次侧为2组绕组N2、N3对称串联。
一次电压为方波电压，其幅值为电网输人电压U;经整流滤波后输出的电压，按电网峰值电压计算。
式中Ul为中频变压器输入电压的幅值，取320V。
二次测电压U2，参考电机的输出空载电压70V，适量取大，留有一定的调节空间取80V，所以匝数比:
实际二次电压幅值:
在此选用EE118型铁氧体材料磁芯2组，每组磁芯有效截面积A为11.8cm2，磁通密度变量△B为0.2T。
因为开关频率设定为20KHz，周期T=50脚，考虑留有一定的“死区负载”，防止IGBT直导通。
因此，要求一个周期内导通时间ton<25μS。
式中toN。
为每只IGBT在一个周期内导通的最长时间，即最大脉冲宽度;
焊机输出电压70V，U2为中频变压器二次测电压幅值80V。
电网输入电压经过整流后，电压最大值
式中1.15位电网波动系数。
所以变压器一次侧匝数至少为:
式中N1为中频变压器一次侧匝数，按20匝算，U1m为中频变压器输人电压最大值358V（考虑网压15%波动的峰值），ΔB为中频变压器时磁芯磁通密度变量0.2T，A为磁芯有效截面积11.8cm2。
二次侧的匝数[9]:
4.4.2逆变器的设计
弧焊逆变器是数字化焊机主电路的核心。
根据逆变器所选用的大功率开关器件的不同可分为:
晶闸管（GTo）逆变器、晶体管（GTR）逆变器、场效应管（MOSFET）逆变器和绝缘栅双极晶体管aGBT）逆变器等。
GTR的开关速度较低，对动态特性有影响，而且是电流驱动方式，驱动功率较大，还存在二次击穿问题二MOSFET有较好的高速控制性能，然而容量小，难以实现大电流，主要应用于小型和轻型设备中。
IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件，它兼有MOSFET易驱动和功率晶体管电压、电流容量大的优点，其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十千赫兹频率范围内，在较高频率的大中功率应用中占据了主导地位。
而且IGBT电压驱动、开通和关断容易，开关速度快，单个器件的载流容量大，电流密度高，开关和通态时功耗小，饱和压降低，安全工作区宽，无二次击穿现象。
另外其输入阻抗高，驱动电路功率小且简单，是目前较为理想的功率开关器件，也是目前的发展方向，因此在本设计中采用IGBT作为大功率开关器件。
一般认为，逆变频率越高，逆变器的经济指标越高。
实际上，逆变频率的选择要受到多种因素制约，例如功率开关器件、快速整流二极管本身的开关速度等。
此外，频率越高，对控制线路的设计要求也越高，电路的电磁干扰越严重，功率器件开关功率损耗越大，整机效率不一定更高。
因此，频率的选择应该综合考虑。
本文设定开关频率为ZOKHz，开关器件选用IGBT比较合适。
IGBT的设计、选择直接关系到整个焊机的安全、可靠。
所以，选择的参数必须在其正向偏置安全区（FBSoA）。
计算参数时留有的富裕量较大[641。
1、额定电压UceP
输人电网电压整流滤波后，直流输出电压最大值Ud
式中
为IGBT承受的稳态最大电压，Ui位电网电压的有效值22ov，1.15位电网电压波动系数，a位安全裕量系数。
2、关断时的峰值电压
式中认
为IGBT关断时的峰值电压;a位安全裕量系数，1.15为过电压系数，150为L*di/dt引起的尖峰电压。
为保险起见取1200V。
3、额定电流Ic
中频变压器一次侧电流
每只IGBT上流过的平均电流I=0.5*I1=20A
IGBT额定电流
式中Ics为IGBT额定电流计算值，I为每只IGBT管上平均电流，1.414为峰值系数，1.5为1min过载容量系数，1.4为IC减小系数。
额定电流IC根据管子电流等级按10OA取。
综上所述，所选IGBT管额定电压1200V，额定电流looA。
4.4.3输入电路的设计
输入整流滤波电路是将交流电压变为直流电压。
此外，还要求它还具有一定电压输出的保持能力，既能防止电网的干扰侵入电源，又能防止电源产生的谐波污染电网，亦即要具有抗干扰性
1、输入整流管
硅管制造厂家给出的电流值是指正弦半波电流平均值。
但是，流过整流管的波形不一定是正弦波形。
因此，选择整流管应该根据电流有效值进行选择。
正弦半波有效值
其中
为厂家给出的额定电流值。
管子发热量
则由公式（4.15）得，
则由公式（4.14）与（4.16）得，
整流管最高承受电压
留一定安全裕量，选600V/5OA的二极管4只，或相同规格的整流桥。
2、输入滤波电容
单相220V（或三相380V）/50Hz的交流电Vlin。
经过全桥整流后得到脉动的直流电压Vin，输入滤波电容Ci。
用来平滑这一直流电压，使其脉动减小。
Ci。
的选择是比较关键的。
Ci。
如果太小，直流电压Vin的脉动就会比较大。
为了得到所要求的输出电压，需要过大的占空比调节范围和过高的控制闭环增益;同时，直流电压Vi。
的最小值Vin（min）也比较小，要求高频变压器的原副边匝比变小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的反向电压增大。
Ci。
如果太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅值增高，导致输入功率因数降低，EMI增加，过高的输入电流（有效值）使得输入整流管和滤波电容的损耗增加;同时，电容过大，成本也会增加。
一般而言，用下述经验算法。
线电压有效值
线电压峰值
整流滤波后直流电压的最大脉动值:
整流滤波后直流电压
为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vin（min）符合要求，每个周期中Cin所提供的能量约为:
每半个周期输入滤波电容所提供的能量为
因此输入滤波电容容量为
由于电容承受的电压峰值为342v，实际中选用两个1500pF/4SOV的电解电容串联使用。
电解电容不是理想的电容，它本身的阻抗对电容上的电压会产生影响。
所以为了稳定电解电容两端的电压，使每组电容上的分压相等，分别在每组电容两端并联了均压电阻Rl和R2，选择阻值R=R=10K。
，额定功率为10w。
有时为了滤波除去高频干扰，需要在滤波电容组前面并联一个电容。
一般来说，只要该电容能够经受电压的冲击即可。
4.4.4输出电路的设计
单相全波整流电路有全波和全桥之分，虽然全桥整流电路利用率高，但与全波整流相比，多出一对二极管，增大了电路的电压损失，其损失量不能忽视。
因而，输出整流电路通常采用中心抽头全波整流方式。
1、输出整流管
输出整流二极管的导通与关断特性是影响主电路的工作频率主要因素之一，影响IGBT的瞬时集电极电流与损耗，对电源整体效率有关键的影响。
由于工作在20Kllz，不仅具有短的反向恢复时间和和小的反向恢复电流，而且反向电流的恢复以缓慢为好，减少噪音[65〕。
常用的输出整流二极管有掺金扩散型、外延型、肖特基及PIN型。
其中，PIN型的特点是正向压降低，常温时为0.85V，正向压降随温度升高反而下降，150℃时只有0.6V，和肖特基接近。
反向时间短，不大于Zoons，反向漏电流在150℃及额定电压下只有lmA，接近普通整流二极管。
综合各方面情况及性价比，输出整流二极管选用PIN型快恢复二极管。
对于单相全波整流电路，硅整流二极管额定电流
·考虑到要留出一定的安全裕量，输出整流二极管额定电压按300v，电流20OA选取。
2、直流电抗器
直流电抗器的作用有两方面:
一是用于滤波，使电流连续，特别是小电流脉动大时，电抗器电感的选择以最小直流电流波形连续为依据;二是改善电源的动态品质，在焊接短路过渡时，限制短路电流上升速度和短路电流峰值，以便改善电源的引弧性能和减少飞溅。
现代逆变焊接电源中，第二功能已经转向主要依靠电子电抗器，直流电抗器的主要功能是滤波。
因此，电抗量可以取得很小，这样，直流电抗器体积、重量大为减小。
直流电抗器的铁芯有闭合和条形之分，本文选择条形铁芯，因为这样在短路电流很大时，电抗器不会很快就饱和。
铁芯材料选择普通硅钢片，减少整台焊机成本和提高性价比。
在主电路电流未经过电抗器滤波之前是断续的。
为了获得连续的输出电流，电抗器的电感量L应满足下述关系式165]:
对于逆变电源，L取值一般取晶闸管逆变器电感量的0.1一0.2倍[66]，所以取0.05耐。
确定绕组匝数:
4.5主电路的仿真研究
弧焊逆变电源的分析方法大体分为解析法和数值法两类。
解析法用解析符号表达式来描述弧焊逆变电源的特性，物理概念清晰，能够运用自动控制理论对弧焊逆变电源的设计起到理论指导作用。
数值法基于仿真模型，利用计算机模拟弧焊逆变电源的动态变化过程，可以对线性开关过程进行深入研究。
4.5.1弧焊逆变电源主电路的计算机仿真
对于弧焊逆变电源的仿真分析，一种比较可行的途径是以通用电路分析软件为平台，建立元器件的仿真模型，在准确提取实际元器件模型参数的基础上，结合弧焊逆变器的具体电路进行仿真研究。
弧焊逆变电源的元器件模型主要包括功率开关器件、电磁元器件模型和控制电路模型等三类。
PspiCe、Matlab/Simulink等通用电路仿真软件己经给出了所有这些基本元器件的外部特性等效模型（宏模型），用户可以根据器件手册给订的参数或理论计算的参数对模型参数赋值，这样综合而成的电路模型能够简洁、有效的描述实际元器件和电路的特性。
另外，有些芯片的宏模型和模型参数可以通过直接调用电路仿真软件的库文件而获得[6v一6s]。
目前，对弧焊系统的仿真研究大多是在先求解出功率变换器状态方程的基础上，利用Matlab/Simulink模块从理论上对系统进行的仿真。
然而，焊接电源系统是一个强的非线性时变系统，仅仅用数学方程来加以描述是很难反映出系统的实际情况的，具有很大的局限性。
而且，很多仿真只集中于局部电路研究，也不便于检验所建仿真系统的整体效果。
因此，在此利用Matlab/Simulink工具对本文所设计的数字控制逆变焊接电源系统主电路进行了仿真研究。
Matlab的功能之一是具有可视化建模和仿真功能5imulink，支持连续、离散或者两者混合的线性或非线性系统，利用Simulink作为工具，对系统控制的动态过程进行建模和仿真。
同时Matlab的功率模块可以用来进行建立主电路的仿真模型。
因此，Matlab/Simulink能够满足数字控制弧焊电源这一非线性、离散系统的仿真研究，可以更完整地检验系统的性能，获得理想的仿真结果，将弧焊系统的仿真研究水平可提升到一个新的高度，为实现弧焊电源数字化控制奠定基础【69]。
对于可视化仿真来讲，要想顺利完成仿真任务，除了搭建起正确的系统模型外，还要正确设置各个仿真模块的参数值，力争系统模型能够最大限度地反映实际情况。
主电路仿真参数设置如下:
1、输入交流电源:
因为是220V交流输入。
交流电源采用三相交流电源的两相，设定三相交流电源相电压为127V。
这样线电压就是220V，作为输入交流市电。
2、变压器变比:
变压器边比设置为n=4，因为变压器的原副边线圈匝数都比较少，特别是副边只有4匝，因此它的电感几乎可以忽略不计，且施tlab里面设定值是标么值，故把副边电感设定为0，原边电感设为0.0008。
工作频率是20KHz。
3、整流桥设置:
把三相整流桥改成两相，其他设置不变。
4、开关管占空比:
43.6%
5、IGBT设置:
导通电阻Ron为0.lm。
;导通电感Lon为12名H;输出滤波电感为肠二10尸H;输出滤波电容为Cr=220博;
6、输出整流二极管参数设置（参考DSEI一2x121一06A的技术手册）:
正向导通压降Vf=0.9V;反向恢复时间为35ns;导通电阻ROn二0.oo5Q;开关频率为20KHz。
另外，输入整流电容设定为5000解，并且只用一个电容，设计时采用两个并联是考虑到实际电容参数的不一致，仿真时不用去考虑这个问题，所以均压电阻Rl、R2都不用参与仿真。
负载端是采用一个电阻作为负载，跟实际有所差距，不过能够达到仿真出电路工作特性的效果。
4.5.2仿真结果分析
根据焊接手册，一般焊接中引弧到燃弧的过程不会超过15[’】。
仿真中设置仿真时间为0.75，电流的波形经过0.75基本达到稳定。
仿真算法采用离散ode23bt算法，步长为le一6。
以下所述是电弧负载设定为0.3Q时的电路各部分仿真波形分析。
导致IGBT被关断时储存在电感中的能量无法及时释放[70]。
由于本电路设计选择硬开关电路，所以IGBT的开通和关断过程中有一定的冲击，符合理论要求。
副边电压有锯齿波动是由于变压器原边带有一定的电感所致。
仿真波形说明了全桥变换器工作良好，输出滤波电路的设计合理。
图4.10变压器原副边电压、电流波形
Figure4.10Currentandvoltagewaveformoftransformer
如图4.n所示为变压器原副边没有电感时的原副边电压波形图。
从图中可得，由于没有电感的影响，电压的波形非常平滑，同时也说明上述对图5.4的分析准确。
本设计中的变压器原副边匝数比较少，若匝数比较少，线圈的电感也比较低，例如本设计的副边只有四匝，电感完全可以设定为零。
考虑到导线有一定分布电感，原边有一定量的电感存在，为了更加贴近实际，在仿真时给原边设定了很小的一个电感值。
从对输出电压和电流的观察来看，该电感对整个电路几乎没有影响。
图4.n变压器原副边电压、电流波形（电感为零）
Figure4.11Currentandvoltagewaveformoftransformerwithoutinduction
4）输出整流二极管波形分析
如图4.12所示为输出整流二极管两端的电压和流过二极管的电流波形。
图4.12输出二极管的电压、电流波形
Figure4.12Currentandvoltagewaveformofou咖tdiode
从图4.12中可以看出整流二极管的电压和电流波形不是吻合，这是因为二极管并不是线性元件。
另外，在二极管开通和关断的过程中都存在一个阶跃的过程，这主要是由于输出滤波电感存在冲击电流所导致的，变压器的电感冲击也是一个原因。
5）IGBT逆变器波形分析
如图4.13所示为IGBT的电压波形和流过IGBT的电流波形。
IGBT的电压波形和变压器的电压波形很相似，IGBT导通时电压为零，关断时电压等于电源电压140V左右。
当同桥臂中一个IGBT关断但另一个IGBT尚未导通时，两个IGBT分别承受一半电源电压70V左右。
波形图如5.7图所示，电流在IGBT导通的时候线性增长，与理论符合，图中出现了锯齿形是因为仿真采用的是离散仿真，步长为le一6，这相对于ZOKHz的频率是比较大的，所以得不到线性波形。
图4.13IGBT的电压、电流波形
Figure4.13CurrentandvoltagewaveformofIGBT
l）输入波形分析
图4.8所示为220V单相交流电经过整流桥整流后，经过电容滤波后的电压波形图。
由于电容的滤波能力有限，所以电压波动比较大，这也是为什么要再进行一次直直变换的原因。
图4.8输入整流电压波形
Figure4.8认/aveformofinPutvoltagethathad卜戈neonversed
2）输出波形分析
图4.9所示为输出电压和电流波形图。
从输出电压和电流波形图可以看出，实际输出电压和电流的波动都比较小，电压的波动值不超过0.3V，电流的波动值不超过ZA，这说明全桥变换器的工作良好，输出滤波电路的参数设计合理，本设计的输出结果符合要求。
图4.9输出电压和电流波形
Figure4.9叭/aveformofoutPutcun℃ntvoltage
3）变压器原副边波形分析
图4.10所示为变压器原边电压、原边电流和副边电压图。
从波形图可以看出，各个波形的形状与理论分析的大体相近，在开关动作的相关点上，电压的开关和关
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