D类功放的原理.docx
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D类功放的原理
D类功放的原理
在音响领域里人们一直坚守着A类功放的阵地。
认为A类功放声音最为清新透明，具有很高的保真度。
但是，A类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽疾。
B类功放虽然效率提高很多，但实际效率仅为50%左右，在小型便携式音响设备如汽车功放、笔记本电脑音频系统和专业超大功率功放场合，仍感效率偏低不能令人满意。
所以，效率极高的D类功放，因其符合绿色革命的潮流正受着各方面的重视。
由于集成电路技术的发展，原来用分立元件制作的很复杂的调制电路，现在无论在技术上还是在价格上均已不成问题。
而且近年来数字音响技术的发展，人们发现D类功放与数字音响有很多相通之处，进一步显示出D类功放的发展优势。
D类功放是放大元件处于开关工作状态的一种放大模式。
无信号输入时放大器处于截止状态，不耗电。
工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通。
理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。
这种耗电只与管子的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合。
在理想情况下，D类功放的效率为100%，B类功放的效率为78.5%，A类功放的效率才50%或25%（按负载方式而定）。
D类功放实际上只具有开关功能，早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关控制电路中。
然而，开关功能（也就是产生数字信号的功能）随着数字音频技术研究的不断深入，用与Hi-Fi音频放大的道路却日益畅通。
20世纪60年代，设计人员开始研究D类功放用于音频的放大技术，70年代Bose公司就开始生产D类汽车功放。
一方面汽车用蓄电池供电需要更高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功放，两者都希望有D类这样高效的放大器来放大音频信号。
其中关键的一步就是对音频信号的调制。
图1是D类功放的基本结构，可分为三个部分:
图,D类功放基本结构
第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。
把原始音频信号加上一定直流偏置后放在运放的正输入端，另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。
当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。
若音频输入信号为零、直流偏置三角波峰值的1/2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为1:
1的方波。
当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于1:
1;负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于1:
1。
这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为PWM（PulseWidthModulation脉宽调制）或PDM（PulseDurationModulation脉冲持续时间调制）波形。
音频信息被调制到脉冲波形中。
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第二部分就是D类功放，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的PWM信号变成高电压、大电流的大功率PWM信号。
能够输出的最大功率有负载、电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。
第三部分需把大功率PWM波形中的声音信息还原出来。
方法很简单，只需要用一个低通滤波器。
但由于此时电流很大，RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用LC低通滤波器。
当占空比大于1:
1的脉冲到来时，C的充电时间大于放电时间，输出电平上升;窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平
下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来，见图2。
图,模拟D类功放工作原理
D类功放设计考虑的角度与AB类功放完全不同。
此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的开关响应和饱和压降。
由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好。
另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。
所以，饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。
若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上限制了D类功放的发展。
现在小电流控制大电流的MOSFET已普遍运用于工业领域，特别是近年来UHCMOSFET已在Hi-Fi功放上应用，器件的障碍已经消除。
调制电路也是D类功放的一个特殊环节。
要把20KHz以下的音频调制成PWM信号，三角波的频率至少要达到200KHz。
频率过低达到同样要求的THD标准，对无源LC低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。
频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，THD小，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。
但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件中的高频损耗、谢频的取肤效应都会使整机效率下降。
更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于1MHz。
同时，三角波形的形状、频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。
所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。
还有一个与音质有很大关系的因数就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。
该低通滤波器工作在大电流下，负载就是音箱。
严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以D类功放与音箱的搭配中更有发烧友驰骋的天地。
实际证明，当失真要求在0.5%以下时，用二阶Butterworth最平坦响应低通滤波器就能达到要求。
如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。
近年来，一般应用的D类功放已有集成电路芯片，用户只需按要求设计低通滤波器即可。
数字功放与D类功放的区别
数字功放与D类功放的区别
常见D类功放（PWM功放）的工作原理:
PWM功放只能接受模拟音频信号，用内部三角波发生器产生的三角波和它进行比较，其结果就是一个脉宽调制信号（PWM），然后将PWM信号放大并还原成模拟音频信号。
因此，PWM功放是用脉冲宽度对模拟音频幅度进行模拟的，其信息的传递过程是模拟的、非量化的、非代码性的。
并且由于目前器件性能的限制，PWM功放不可能采用太高的采样频率，在性能指标上尚达不到Hi-Fi级的水平。
而数字功放采用一些宽度固定的脉冲来数字地量化、编码模拟音频信号，使音频信号的还原更为真实。
二、数字功放和模拟功放的区别
数字功放由于工作方式与传统模拟功放完全不同，因此克服了模拟功放固有的一些缺点，并且具备了一些独有的特点。
1.过载能力与功率储备
数字功放电路的过载能力远远高于模拟功放。
模拟功放电路分为A类、B类或AB类功率放大电路，正常工作时功放管工作在线性区;当过载后，功放管工作在饱和区，出现谐波失真，失真程度呈指数级增加，音质迅速变坏。
而数字功放在功率放大时一直处于饱和区和截止区，只要功放管不损坏，失真度不会迅速增加
，如图1所示。
图1全数字功放与普通功放过载失真度比较
由于数字功放采用开关放大电路，效率极高，可达75%~90%（模拟功放效率仅为30%~50%），在工作时基本不发热。
因此它没有模拟功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之前后无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特性，瞬态响应好，“爆棚感”极强。
2.交越失真和失配失真
模拟B类功放在过零失真，这是由于晶体管在小电流时的非线性特性而引起的在输出波形正负交叉处的失真（小信号时晶体管会工作在截止区，无电流通过，导致输出严重失真）。
而数字功放只工作在开关状态，不会产生交越失真。
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模拟功放存在推挽对管特性不一致而造成输出波形上下不对称的失配失真，因此在设计推挽放大电路时，对功放管的要求非常严格。
而数字功放对开关管的配对无特殊要求，基本上不需要严格的挑选即可使用。
3.功放和扬声器的匹配
由于模拟功放中的功放管内阻较大，所以在匹配不同阻值的扬声器时，模拟功放电路的工作状态会受到负载（扬声器）大小的影响。
而数字功放内阻不超过0.2Ω（开关管的内阻加滤波器内阻），相对于负载（扬声器）的阻值（4~8Ω）完全可以忽略不计，因此不存在与扬声器的匹配问题。
4.瞬态互调失真
模拟功放几乎全部采用负反馈电路，以保证其电声指标，在负反馈电路中，为了抑制寄生振荡，采用相位补偿电路，从而会产生瞬态互调失真。
数字功放在功率转换上没有采用任何模拟放大反馈电路，从而避免了瞬态互调失真。
5.声像定位
对模拟功放来说，输出信号和输入信号之间一般都存在着相位差，而且在输出功率不同时，相位失真亦不同。
而数字功放采用数字信号放大，使输出信号与输入信号相位完全一致，相移为零，因此声像定位准确。
6.升级换代
数字功放通过简单地更换开关放大模块即可获得大功率。
大功率开关放大模块成本较低，在专业领域发展前景广阔。
7.生产调试
模拟功放存在着各级工作点的调试问题，不利于大批量生产。
而数字功放大部分为数字电路，一般不需调试即可正常工作，特别适合于大规模生产。
三、数字功放和“数字化”功放、“数码”功放的区别
所谓的“数字化”功放只是在前置级上采用数字信号处理的方式，在模拟音频信号或数字音频信号输入后，采用现有的数字音频处理集成电路，实现一些比如声场处理、数字延时、混响等功能，最后再通过模拟功率放大模块进行音频放大。
其典型电路框图如图2所示。
由图2可知，其各模块的接口都是采用模拟方式。
而数字声场处理模块的大致原理框图如图3所示。
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图2数字化功放电路的组成框图图3数字声场处理模块原理框图
虽然目前各集成电路厂家都推出了数字声场处理、数字卡拉OK和数字杜比解码集成电路。
但是由于目前功放大都只能接收模拟音频信号，所以各集成电路的接口也大多是模拟的，这就需要反复地进行模/数、数/模转换，由此会引入量化噪声，使音质恶化。
全数字功放除了针对扬声器的接口以外（这是因为目前扬声器都只能接受模拟音频信号），音频信号在功放内部都是以数字信号的方式进行处理（包括功率放大）;对于模拟音频信号，必须转化成数字信号后才能进行处理。
在已经具备数字音频的时代推出数字功放，将可能对音响技术的发展产生重大影响
D类功放电路介绍
2007-01-0600:
00:
00新闻来源:
电子元器件网
传统的音频功率放大器有A类、AB类、B类、C类等几种，其功率放大器件（电子管、晶体管、场效应管、集成电路等）均工作于线性放大区域，属线性放大器，其效率普遍不高，通常AB类放大器的效率不会超过60%。
采用D类开关放大电路可明显提高功放的效率。
D类功放将音频信号转变为宽度随信号幅度变化的高频脉冲，控制功率管以相应的频率饱和导通或截止，功率管输出的信号经低通滤波器驱动扬声器发声。
因功率管大部分时间处于饱和导通和截止状态，功率损耗很小，其效率可达90%以上。
典型的D类功放可提供200W输出，效率达94%，谐波失真在1%~2.8%。
D类功放保真度不如线性放大器，但在很多场合已能满足要求，例如汽车音响系统只要求低功率输出时失真小于2%，满功率输出时小于5%，而且经过改进D类功放的性能还将有所提高。
另外，D类功放不存在交越失真。
D类开关放大器的概念源于50年前，但因其工作频率至少应为音频信号上限频率（20kHz）的4~5倍，早期采用电子管、晶体管的电路在功率、效率等方面还不能充分体现其优越性。
20世纪80年代出现了开关速度和导通损耗满足要求的MOSFET，近年来又出现了集成前置驱动电路，如Harris公司的HIP4080，从而推动了D类功放的实用发展。
D类功放所用的MOSFET为N沟道型，因为N型沟道MOSFET的导通损耗仅为相应规格的P沟道MOSFET的1/3。
D类开关放大器由积分器、占空比调制器、开关驱动电路及输出滤波器组成，图1（a）所示的电路为采用半桥驱动的D类功放，它采用了固定频率的占空比调制器，功率管输出的方波信号与音频信号混合作为负反馈信号送入积分器。
积分器兼有滤波作用，输出修正信号送占空比调制器，占空比调制器由比较器和三角波发生器组成[图1（b）]，用修正信号对三角波进行调制产生调制输出，推动功率管工作。
负反馈应取自低通滤波器之前，否则因滤波后的信号与输入的信号有相位差（二阶滤波器可能引起180?
的相位差），可能引起电路自激，需采用复杂的相位补偿电路。
驱动功率管的调制信号为占空比随音频输入信号变化的方波，半桥驱动电路以相反的相位驱动两个功率管，一个导通时另一个截止。
采用方波驱动是为了使MOSFET尽可能地改变工作状态，减少其处于线性放大区的时间，从而减少热损耗，提高效率。
该电路的效率主要取决于功率管的开关损耗和导通损耗。
输出滤波器将方波转变为放大的音频信号，推动扬声器发声。
图2为全桥驱动D类功放的原理简图。
全桥驱动电路中负载上的电压峰峰值两倍于电源电压，因而可用单电源代替半桥驱动电路中的双电源供电。
全桥驱动与半桥驱动电路工作原理相似，但采用了四个MOSFET。
反馈网络中的滤波电路也有所不同，该电路中负载采用浮动接法，需要两个低通滤波器来消除载波。
四个功率管两两成对工作，为防止短路，驱动电路在关断一对功率管后过一段时间才开启另一对功率管。
全桥中的功率管只需承受半桥中一半的电压，其导通损耗比半桥电路要小，这是因为MOSFET导通时的漏源电阻R与漏源电压DS（ON）BV不成线性关系，串联的两个MOSFET总的R比BV增加一倍时单管的RDSSDS（ON）DSSDS（ON）小。
图,全桥驱动D类功放电路简图
功率管的选择需要考虑以下几点:
峰值工作电压、工作电流、开关速度、开关损耗、导通损耗。
峰值工作电压和电流决定了MOSFET的规格，开关损耗、导通损耗及输出滤波损耗决定了输出级的效率。
计算公式如下
1/2V=（2?
P?
Z）I=V/Zp0LppL
例如，要在8Ω负载上获得100W输出，V为40V，I为5A，考虑到工作电压pp
应留25%的裕量，相应的MOSFET规格为50V/5A。
选择内部包含一个具有较短反向恢复时间的二极管的MOSFET可减小开关损耗，目前较快的反向恢复时间约100ns。
较低的工作频率、较小的栅—源电容及较高驱动能力的驱动电路都有助于减小开关损耗。
工作频率过低会使输出滤波器的设计变得困难，过高又会导致开关损耗增加并产生射频干扰及电磁干扰，因此选择工作频率时需要综合考虑。
解决了开关损耗问题之后，D类开关放大器的效率主要取决于功率管的导通损耗，换言之，选用R较小的MOSFET可提高放大器的效率。
例如，MOSFETDS（ON）
的R为200mΩ，放大器效率比理想状态下降5%，公式如下DS（ON）
Δη=2XR/Z=0.4/8=0.05DS（ON）L
式中因子2对应于全桥驱动电路。
同样，当R为80mΩ时，效率损失只DS（ON）
有2%，也就是说效率取决于器件的制造工艺。
图3所示为图2中反馈网络的电路，功率管输出信号经IC处理成为反馈信1C号，其幅值约为输出信号的1/11。
音频输入信号经缓冲放大器IC放大，与反1B馈信号一同送至积分器IC，经处理产生修正信号送图3中驱动IC的比较器反1A
相输入端，从而产生调制输出。
图3中还有另一路反馈取自电流采样电阻，驱动IC据此对MOSFET作过流保护。
图,全桥驱动D类功放反馈网络电路
该放大器的输出采用了两个巴特沃斯滤波器为负载提供音频驱动电流，巴特沃斯滤波器保证了全频段内的平滑频响，可使放大器具有良好的动态响应。
图4中四结巴特沃斯滤波器的截止频率为30KHz，对250KHz载波的衰减为74dB，增加阶数或降低截止频率可更有效地消除载波。
巴特沃斯滤波器工作时要求负载为恒定值，而扬声器在高频下将处于失控状态，因此扬声器两端并联了RC滤波网络补偿，以保证高频时电路的稳定。
图,截止频率为30KHz的四阶巴特沃斯滤波器
该放大器驱动4Ω负载输出100W时，信号频率8KHz以下的失真（THD+N）不到1%，如图5（a）所示，信号频率超过8KHz时，放大器的非线性度增大，THD+N也随之增加，在12KHz处达到最大（2.8%），超过12KHz，输出滤波器开始发挥作用，THD+N也随之下降。
在通常工作的小功率情况下，失真状况有所改善，输出10W时全频带范围内的THD+N小于1.2%，如图5（b）所示。
图,带四阶滤波器D类功放失真曲线
失真特性通过滤波器及反馈网络的选择加以修改，以适应不同场合的要求。
反馈网络选用高素质的运放、修改补偿电路、提高三角波的线性度这几项措施均有助于降低失真和残余噪声。
在实际应用中，输出滤波器与扬声器的阻抗相匹配可降低放大器的闭环频响，改善放大器的失真特性。
D类功放电路综述
D类功放电路结构框图如图1所示。
由PWM调制器、半桥开关器件的MOSFET、LC低通滤波器和扬声器负载等组成。
由图1中可见，输出端的PWM信号，再经R1、C构成的积分器反馈后与基准信号进行比较，基准信号为输入音频信号R
的取样信号，其频率下限应是最高音频信号频率的两倍以上，上限为500kHZ。
输出端LC组成的低通滤波器滤除输出信号中的调制脉冲信号成分。
图,D类功放的基本电路结构
电路设计时，如果取样频率选择不当，会导致输出波形的变化，动态范围变窄，工作中当电感L出现磁饱和时，信号失真度将会骤然增大。
1.补偿型PWM调制方式
此调制方式为PWM常见的类型。
为了充分抑制PWM方式输出信号中的纹波，当取样频率较高，要求低通滤波器有足够的带外衰减量，其中的一种电路如图2所示。
该电路在PWM调制器中设置反馈环路，有效地抑制了输出信号中的脉冲成分。
输出端采用小型变换器作为检测器件，检测出的输出脉冲信号与音频输入信号进行比较后的误差信号对电压控制器起反馈调节作用，大大减少了残留的0脉冲成分。
图2中的延时电路D对输入——输出信号间的延迟进行补偿;延时电路T对PWM调制和开关器件的延时进行补偿。
图,反馈环路式PWM调制方式电路框图{{分页}}2.Δ?
调制方式
Δ?
调制是1bit调制的经典方式。
这种方式的优点在于取样频率非常高，量化脉冲分散在很宽的频带中，信号频带内的脉冲密度低。
两级Δ?
量化脉冲发生电路框图如图3所示。
图,PWMΔ?
调制方式电路框图
量化脉冲发生器的组合可以降低噪声。
该电路使频带内的残余脉冲分布在很宽的频带里，在使用滤波器后，抑制噪声能力大为提高。
为了得到更好的动态特性，增加量化次数是行之有效的方法。
图4（a）是4次量化脉冲发生器LSI芯片的内部电路框图及应用电路。
它的输出失真特性曲线如图4（b）所示。
这种实用芯片对D类功放的开发和普及大有帮助。
该芯片的型号为LM4663MT，采用24脚TSSOP封装。
图,,次量化脉冲LSI芯片框图及其失真特性曲线{{分页}}
（1）飞利浦Δ?
调制方式。
图5是飞利浦Δ?
调制方式的示意方框图。
它由取样频率为2.8MHz的5次量化电路和末级模拟反馈环路组合而成。
反馈环路也用于抑制开关输出电路引起的不良脉冲信号。
这种调制方式在动态范围为83dB、1kHz/1W输出时的失真度为0.1%。
图,飞利浦Δ?
调制方式的示意方框图
（2）夏普Δ?
调制方式。
夏普Δ?
调制方式可称为超一流的调制模式。
它采用信号频率达100kHz、动态范围在100dB以上的7次Δ?
调制方式。
其高次Δ?
调制又称为Δ?
动态反馈方式，输出级的脉冲信号直接反馈到Δ?
调制电路中，以最大限度地抑制微小的脉冲干扰
升级会员 