基于电流滞环控制的异步电机变频调速系统的研究与实现.docx
《基于电流滞环控制的异步电机变频调速系统的研究与实现.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《基于电流滞环控制的异步电机变频调速系统的研究与实现.docx（41页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
基于电流滞环控制的异步电机变频调速系统的研究与实现
摘要
在异步电机变频调速系统中电流控制技术占有极其重要的地位，电流滞环控制
器因其实现简单、电流响应快、内在的峰值电流限制等优点而被广泛使用。
传统固
定滞环宽度的电流控制器自关频率变化范围大而导致系统性能下降。
在总结国内
外学者提出的各种方法后，文采用同步开关法电流滞环控制器来实现异步电机的
变频调速，该方法实现简单，性能优良，值得推广。
本文主要介绍了基于电流滞环控制及C805IF015单片机实现的异步电机变频调
速系统的研究与实现。
文中首先给出异步电机矢量控制的基本原理并分析转差频率
矢量控制的基本原理；接下来介绍各种电流控制技术的优缺点，分析固定滞环宽度
电流控制型PWM逆变器功率开关器件的开关规律，并指出它的不足之处：
然后介
绍国内外相关文献给出的各种改进方案，这些方法在保留传统电流滞环控制的各种
优点的同时．或者减小了开关频率并使其接近恒定甚至恒定不变，或者减小了三相
之间的关联；之后给出了基于同步开关法的电流滞环控制PWM逆变器的异步电机
变频调速系统的软、硬件结构及各功能模块的原理、设计与实现，还介绍了该系统
所使用的C805IF015单片机；最后给出开环系统和闭环系统的宴验结果。
实验证明，
采用电流滞环控制的异步电机交频调速系统具有实现简单、电流响应快、准确性好、
鲁棒性强等优点，并且有内在的峰值电流限制特点。
1绪论
1.1交流电机控制系统的发展和现状
电机控制系统主要分为速度控制和位置控制两大类。
传统的电气传动系统一般指
速度控制系统，广泛应用于机械、矿山、冶金、化工、纺织、造纸、交通等工业部门。
位置（伺服）系统，也就是运动控制系统是指通过伺服驱动装置将给定指令变成期望
的机构运动．直流电机由于控制简单、调速平滑、性能良好，一直占据主导地位，然
而，直流电机结构上存在的机械换向器和电刷，使其具有一些难以克服的固有缺点，
如造价偏高，维护困难，寿命短，单机容量和最高电压都受一定限制等等。
交流电机
（特别是异步电机）具有结构简单、坚固、运行可靠的特点，在单机容量、供电电压
和速度极限等方面均优于直流电机。
从20世纪30年代起，不少国家就开始进行无换
向器电机控制系统的研究，但是由于条件限制，进展不大。
20世纪70年代初，在工
业化国家，经济型交流电机调速装置已大量地使用在风机、泵类负载中，成为重要的
节能手段。
同时随着电力电子技术和微电子技术的迅速发展，高性能的交流电机控制
系统也出现了，经过近几十年的不断努力，性能得到很大改普，成本还在下降。
人们
期望随着技术的不断成熟，它将在几乎所有工业应周领域中取代直流电机控制系统。
经过大约30年的发展，交流电气传动已经上升为电气传动的主流，从数百瓦的家
用电气直到数千千瓦级乃至数万千瓦级的调速传动装置，可以说无所不包的都可以用
交流调速方式来实现。
交流调速已经从最初的只能用于风机、泵类的调速过渡到针对
各类高精度、快响应的高性能指标的调速控制
目前人们所说的交流调速传动，主要是指采用电子式电力变换器对交流电机的变
频调速传动，它得益于如下一些关键技术的突破性进展，它们是新型电力电子器件和
脉宽调制控制技术、矢量控制技术和现代控制理论、计算机技术、新型电机和无机械
传感器技术
1）新型电力电子器件和脉宽调制（PWM）控制技术
电力电子器件的不断进步，为交流电机控制系统的完善提供了物质保证，尤其是
新的可关断器件的实用化，使得高频化PWM技术成为可能。
目前，电力电子器件正
向高压、大功率、高频化、组合化和智能化方向发展。
典型的电力电子变频装置有电流型、电压型和交·交型三种。
电流型变频器的优点
在于给同步电机供电时可实现自然换相，并且容量可以做得很大。
但对于应用广泛的
中小型异步电机来说，其强迫换相装置则显得过于笨重。
因此，PWM电压型变频器
在中小功率电机控制系统中无疑占主导地位。
目前已有采用MOSFET和IGBT的成熟
产品，其开关频率可达到15~20kHz，实现无噪声驱动．值得注意的是国外正在加紧研
制新型变频嚣，如矩阵式变频器，串、并联谐振式变频器等也开始进入实用阶段，预
示着新一代电机控制系统即将产生。
2）矢量控制技术和现代控制理论
交流电机是一个多变量、非线性的被控对象，过去的电压，频率协调控制都是从电
机的稳态方程出发研究其控制特性，动态控制效果均不理想。
20世纪70年代初提出
的用矢量变换的方法研究电机的动态控制过程，不但控制各变量的幅值，同时控制其
相位，并利用状态重构和估计的现代控制概念，丐妙地实现了交流电机磁通和转矩的
重构和解耦控制，从而促进了交流电机控制系统走向实用化。
此外，为了解决系统复
杂性和控制糠度之间的矛盾，又提出了一些新的控制方法，如直接转矩控制、电压定
向控制和定子磁场定向控制等。
尤其自从计算机用于实时控制之后，使得现代控制理
论中的各种控制方法得到应用，如二次型性能指标的最优控制和双位模拟调节器控制
可提高系统的动态性能，状态观测器和卡尔曼滤波器可以获得无法实畏的状态信息，
自适应控制则能全面地提高系统的性能。
3）计算机技术
随着微电子技术的发展，数字式控制处理芯片的运算能力和可靠性得到了很大提
高，这使得以单片机为控制核心的全数字化控制系统取代以前的模拟器件控制系统成
为可能。
计算机的应用主要体现在两个方面，一是控制用微机，交流电机数字控制系
统既可用专门的硬件电路，也可以采用总线形式，如STD、VME、Multibusll和II、GEISPAC总线等，加上通用模板或单片微机模板组成最小目标系统，对高r#能运动控
制系统来说t由于控制系统复杂，要求存储多种数插：
和快速实时处理大量f矗息，a采
用微处理机加数字信号处理器（DSP）的方案，除实现复杂的控制规律外，也便于故
障监护、诊断和保护、人机对话等功能的实现。
计算机的第二个应用就是数字仿真和
计算机辅助设计（CAD），仿真时如发现系统性能不理想，则可用人机对话的方式改
变控制器的参数、结构以至控制方式，直到满意为止。
这样得到的参数可直接加在系
统上，避免了实际调试的盲目性以及发生事故的可能性。
4）新型电机和无机械传感器技术
各种交流控制系统的发展对电机本身也提出了更高的要求。
电机设计和建模有了
新的研究内容，诸如电机阻尼绕组的合理设计以及笼条的故障检测等问题。
为了更详
细的分析电机内部过程，多回路理论应运而生。
为了对电机实现计算机实时控制，一
些简化模型也脱颖而出。
目前在小功率运动控制系统中得到重视和广泛应用的是永磁
同步电机。
一般来说，为了7-足高性能交流传动的需要，转速闭环控制是必不可少的。
为了
实现转速和位置的反馈控制，须用iR速发电机或光电码盘（增量式成绝对式）来检测
反馈量，对于方波同步电机控制系统来说，还需要检测磁极位置。
目前，同时满足上
述全部要求的传感器件无疑是解算器（Resolver）了。
但由于逮度传感器的安装带来了
系统成本增加、体积增大、可靠性降低、易受工作环境影响等缺陷，使得成本合理、
性能良好的无速度传感器交流调速系统成为近年来的一个研究热点。
该技术是在电机
转子和机座上不安装电磁或光电传感器的情况下，利用检测到的电机电压、电流和电
机的数学模型推测出电机转子位置和转速的技术，具有不改造电机、省去昂贵的机械
传感器、降低维护费用和不怕粉尘与潮湿环境的影响等优点
1.2异步电机系统控制策略
异步电机采用矢量控制技术及新的控制方法后，系统性能均人大提高，可辊取代
随流电机在电气控制领域中的主导地位。
目前典型的已经应用9JciF在研究W高性能异步电机控制系统有以下几种[1,4J。
1）坐标变换矢量控制系统
所谓矢量控制，即不但控制被控量的大小，而且要控制其相位。
在Blascheke提
出的转子磁场定向矢量控制系统中，通过坐标变换和电压补偿，巧妙地实现了异步电
机磁通和转矩的解耦和闭环控制。
此时参考坐标系放在同步旋转磁场上，并使d轴和
转子磁场方向重合，于是转子磁场q轴分量为零。
电磁转矩方程得到简化，即在转子
磁通恒定的情况下，转矩和q轴电流分量成正比，因此异步电机的机械特性和他励直
流电机的机械特性完全一样，得到方便的控制。
为了保持转子磁通恒定，就必须对它
实现反馈控制，因此人们想到利用转子方程构成磁通观测器。
由于转子时间常数Tr随
温度上升变化范围比较大，在一定程度上影响了系统的性能，目前提出了很多Tr实时
辨识方法，使系统的动静态特性得到一定提高。
2）转差频率矢量控制系统
有时为简化控制系统的结构，直接忽略转子磁通的过渡过程，即在转子方程中，
令甲：
幻L_i，于是得到定子电流M轴分量，而定子电流T轴分量可直接从转矩参考
值，即速度调节器的输出中求得，这样构成的系统，磁通采用开环控制，结构大为简
化，且很适合电流型逆变器或电沆控制PWM电压源型逆变器供电的异步电机控制系
统。
进一步简化，即只考虑稳态方程后，还可得出转差频率控制系统和开环的电压／
频率恒定控制系统，其精度虽然不高，但在量大面广的风机、水泵负载调速节能领域
中得到广泛应用。
3）直接和间接转矩控制系统·
直接转矩控制法是直接在定子坐标系上计算磁通的模和转矩的大小，并通过磁通
和转矩的直接跟踪，即双位调节，来实现PWM控制和系统的高动态性能。
从转矩的
角度看，只关心转矩的大小，磁通本身的小范围误差并不影响转矩的控制性能。
因此，
这种方法对参数变化不敏感。
此外，由于电压开关矢量的优化，降低了逆变器的开关
频率和开关损耗。
电压定向控制是在交流电机广义派克方程的基础上提出一种磁通和
转矩间接控制方法。
这种方法把参考坐标系放在同步旋转磁场上，并使d轴与定子电
压矢量重合，并根据磁通不变的条件，求得其动态控制规律，间接控制了定转子磁通
和电机的转矩。
为了实现上述控制规律，须观测某些派克方程状态变量。
此控制规律
不但避免了传统矢量控制系统中繁杂的坐标变换，还可使磁通和转矩的控制完全解耦，
因此，在此基础上可方便地实现速度和位置控制。
3PWM逆变器的电流滞环控制原理
异步电机的转子磁场定向控制经过20余年的不断完善，已发展成为一种应用广泛
且性能良好的交流调速方式。
转子磁场定向控制是通过对两个正交电流分量0．、i．的
控制来达到间接的控制转矩的目的，因此电流控制在系统占据关键位置，它直接影响
电机调速系统的性能
3.1电流控制原理与方案比较
异步电机的控制性能主要取决于转矩或电流的控制质量（在磁通恒定的条件下），
为了满足电机控制良好的动态响应，并在极低转速下亦能平稳运行这一要求，经常采
用电流的闭环控制。
选择电流作为被控变量可以消除定子电流的过渡过程（定子电阻、
定子电感以及感应反电动势）的影响，其基本原理是：
在进行定子磁场定向时，电磁
转矩和磁通解耦后直接受控于定子电流的转矩分量和磁通分量，通过控制定子电流就
能有效地控制转矩和磁通9]。
另外，电流控制器在一定意义上可看成具有理想电流源
的特性，可以不考虑电机的定子侧由于电阻、电感或反电动势造成的动态行为，使控
制系统的阶数较低，同时也降低了控制环节的复杂性。
由于交流电流调节器必须控制
定子电流的幅值和相位，所以交流传动的电流调节器比直流传动的复杂。
北外，稳态
电流是交流而不是直流电流，所以若将在直流传动中使用的常规比例积分控制（PI控
制）直接应用到交流并不能产生与直流传动电流调节器相比的性能。
交流传动电流调
节器形成整个运动控制的内环，所以它必须有更宽的带宽且有必要具有零或接近零的
稳态误差。
无论电流源型逆交器（CSI）还是电压源型PWM逆变器的可以按可控电流方式工
作。
电流源型逆变器本来就是电流源，它能够适应可控电流运行。
与CSI相比，电压
源型PWM逆变器需要更复杂的电流调节器，但它可提供更宽的带宽并可消除电流谐
波，而且几乎无例外地作为运动控制的应用。
电流控制电压源型PWM逆变器由通常
的电压源型PWM逆变器和电流控制环组成，使变频器输出可控的正弦波电流，其原
理框图如图3-1所示。
图3-1电流控制Pni逆变器基本框图
基本的控制方法是：
给定三相正弦电流信号i=、‘、e分别与电流传感器实测的逆
变器三相输出电流信号乞、‘、‘相比较，其差值通过电流控制器控制PWM逆变器相
应的功率开关器件t若实际电流大于给定值，则通过逆变器使之减小：
反之，则增加。
这样，实际输出电流将基本按照给定的正弦波电流变化，变频器输出的电压仍为PWM
波形．功率开关器件的开关频率越高，电流动态性能就越好。
目前，大多数系统采用
的电流调节器，其开关频率或是近乎固定的或至少是有界的。
电流控制器是电流控制PWM逆变器的核心，它有许多形式，都具有控制简单、
动态响应快和电压利用率高的特点I1Il。
目前常见的有三大类：
斜坡比较PI电流控制器
（PICurrcntControllerwithRampComparison）、预测电流控制器（PredictiveCurrent
Controller）和电流滞环控制器（HysteresisCurrentController）。
3.V1斜坡比较PI电流搜制嚣原理
斜坡比较PI电流控制器输出的开关信号的频率是固定的，图3-2为其基本原理图。
它是一种带电流反馈的异步三角载波正弦PWIVt调制器，将实际电流与给定电流的误
差值经过PI控制器产生电压给定值，电压给定值与三角波相比较来获得开关信号。
当
电压给定信号大于三角波信号时TA+为l，反之，TA_为l。
逆变器的功率开关器件被强
制以三角波的频率进行开关动作，产生与来自PI控制器的电压给定信号成比例的输出
电压。
互锁电路是用来保护功率开关器件的，防止上下桥臂直通而损坏开关管。
16
斜坡比较PI电流控制器存在一些问题，比如专电流误差信号的变化率大于二．三角
波的变化率时，电流误差信号将多次穿越三角波，导致开关频率增大。
另外，它还有
一个内在的问题，电流的幅值和相位有一定误差
图3—2用于逆变器一相的基本PI电流控制器，斜坡比较PTVM
3.1.2预测电流控制器的原理
预测电流控制方法的原理如图3·3所示，是指在固定的采样周期T内，根据电机
模型计算出的逆变器最优控制电压矢量，再选择合适的电压空间矢量，以决定三相桥
臂各功率开关器件的开关状态，使其在采样周期内的平均电压等于估算出的最优控制
电压的控制方法IIIS-161。
也就是说，用固定频率f采样实际定子电流，并以本次采样的
实际电流与下一采样时刻预测的参考电流进行比较，求出最优控制电压以及电压空间
矢量，使得电流误差最小，从而，迫使下一次采样时刻的实际电流以最优特性跟踪下
一时刻参考电流的控制方法
预测电流控制法实现起来很困难，因为：
（I）在每个时钟周期循环内必须对所有
牙关状态计算其可能的未来电流轨迹；
（2）需要知道电机反咆ij势的瞬时值，而该值
是不易检测劁的。
3.1.3电流滞环控制嚣的基本原理
滞环控制是占典控制理论中一类典型的非线性控制律，j{=“受控对象响应速度快、
17
鲁棒性好等固ff特点。
电流滞环控制器就是运用滞环控制的电流控制器，它在实际电
流与给定的比较中采用滞环比较器，比较器的输出作为逆变器的开关信号，图34是
A8S的基本原理图，i=为给定的瞬时参考电流，j口为负载定子的反馈电流，B为滞环宽
度（B为正值）。
基本思想就是将三相定子电流给定信号与检测到的相应定子电流信号
比较，若误差信号超出滞环范围，则输出相应的控制信号迫使误差向相反方向变化的。
这样t电流波形围绕给定正弦波作锯齿状变化，并将偏差限制在一定的范围内，同时
电压波形形成宽度被调制的PWM波形。
图3-4逆变器一相的电流滞环控制器原理蹦
电流滞环控制器具有电流的快速响应、准确性和固有的峰值电流限制等性能，并
且能够用最小的硬件来实现，在理论上不需要负载参数等信息【18]。
基于以上原因，电
流滞环控制器优于其它两种电流控制器，在异步电机调速系统中得到了越来越多的应
用t本文就以电流滞环控制的电压源型逆变器作为对象来展开研究。
下面就对基本电
流滞环控制器进行分析。
3.2基本电流滞环控制器的分析
三相逆变器驱动系统的基本等效结构图如图3·5所示，它包括一个三相逆变器和
交流电机，其中异步电机用其等效电路来代替，开关管采用IPM，图中开关S决定电
机中性点是否≮直流电源中点相连，ea、%和巳分别是三相的反电动势。
图34所示
的基本电流滞坏控制器单独作用于其中的某一相，控制相应逆变器功率开关器件的开
关，下面就分情况对系统进行分析tl8~20I。
（1）阡关闭合．即中性点与电源中点相连
在这种trJ';RF．电机任一相的电流只与本相电压有关，’j其它p+1I电压无关，并
圜
儿逆变器和三相交流电机是对称的，所以不失一般性，下面以三相交流电机的a相为
对象进行说明。
图3-5三相逆变器驱动系统等效结构图
电流滞环控制器的工作原理具体如下：
当给定电流与反馈电流的差值
百=艺-ia≥B/2时，滞环的输出为正电平，经互锁电路产生逆变器A相上下桥臂的控
制信号TA+和TA_，这两个控制信号经过放大和隔离来驱动a相两个开关管Ql和Q4，
使Ql导通而Q4截止，使a相电压为正，流过a相的电流增加，误差减小。
相反，当
8iS-B／2时，滞环环节输出负电平，经控制电路使Q1截止Q4导通，a相电压为负，
a相电流减小，同样使误差减小。
这样，通过电流滞环控制器的作用，电流误差满足
j6Is曰／2，达到反馈电流跟踪给定电流的目的，且使误差基本保持在滞环宽度内。
图3-6是a相电流以及电压波形示意图，从图中可以看到，内因功率开关器件的
交普通断，负载电流呈锯齿状跟踪给定的参考电流，并且负载电压波形呈PWM形状，
因此这种调制方法也称为电流正弦PWM，这里的正弦是指迫使负载电流以正弦形式
跟踪给定的正弦电流值。
下面分析逆变器中功率开关器件的开关规律，在分析前作如下假设：
1）在稳态运行对，电机以R-L负载代替：
2．）忽略功率开关器件开关切换的死区延时：
3’}逆变器的开关频率很高，负载定子漏感的影响远远大干定子电阻，故忽略定了
电阻：
4）电机在稳态运行时，反电4）J辫的幅值一定，以与定rI乜流同频率傲正弦规律变
19
化，且由于功率开关器件的导通时间很短，可以认为在丌关的~周期内不变，
故定性分析时不考虑电机的反电动势的影响。
图3-6-相电流与电压波形示意图
根据图3-5可得相电压和电流的关系如下：
%=三ddt+Riq+巳（3-1）
‘
实际中，‰只可能是E/2或-E/2中的一种，这依赖于功率开关器件的开关状态。
但是，如果a相通过的电流是理想的参考电流，那么a相就存在假想的相电压Ua如下：
由于呵忽略定子电阻的影响，故式（3-4）又可变成
以一‰：
三坐立
dt
甘j于在实际中相电压心只可能选±E/2，根据图3-6可知在O在tL（3-5）
虻÷咯乩{等刊乩{等≠}c硒，
.E三红￡{监巡）=￡愕荆（3-7）
‰+i=出T-t,
由式（3-6）、式（3·7）可知在整个开关周期的时间为
丁名
L-B-E4L-B
把式（3-5）代入式（3-8）并整理可得
口
r=了二pbdd习F’？
（3-8）
（3-9）
式中：
口=4L/E为频率系数．p=2/E为反馈系数，万=2L/E为前馈系数．B为滞环误
差宽度（初始化为Brr=i）。
由式（3-9）可知，如果滞环宽度B作如下变化时开关频率可保持不变。
吃=刀·一（1一（pu.+8de/dt）'）（3-10）
同理，对于b、c两相也可写出类似的滞环宽度表达式。
如果稳态状态下忽略反电动势，即有
u=工鲁（3-1．）
设输入参考电流f==．．Isinwt，把式（3-11）代入式（3-8）并结合Z：
l/T，经整
21
理则霄
，=兰三二（2LAcocos国t）2
4LBE__（3-12）
式（3-12）表明了在中性点与电源中点相连并忽略反电动势时，逆变器器件的开
关频率在负载一定的情况下与滞环宽度、母线电压、给定电流变换率之间有一定的函
数关系，开关频率与滞环宽度成反比，且当滞环宽度固定时，开关频率在给定电流的
一个周期内是变化的，即
z一=去似弓争．）
（3.13）
t_=击（-一o气争2]Q玎=o，劣，…，
（2）开关断开，即中性点浮空
一般情况下异步电机的中性点是浮空的，也就是说图3-5中的开关S断开。
这种
情况任一相的电流都与三相电压有关。
由于中性点浮空，式（3-1）就变为
‰=三didt+Ria+eI+‰（3-14）
式中uo是电机中性点电压（参考电压为电源中点电压）．其它两相也类似。
臣I于电机中性点浮空，三相电流瞬时值之和就为零，即i+iN+ic：
O。
这样，总结
三相电压方程式就可得：
‰=（Ua+%+uc）/3（3-15）
上式表明即使中性点电压不能直接获取j它也能够通过三相电压的和来间接得到。
同理，式（3-2）在这种情况下同样适用，因为考虑到假想相电压（《，‰，《）为正
弦函数，玩=O。
这样，抱式（3-14）减去式（3-2）可得
%-Ua=三垡g毫兰立+R（艺一‘）一‰（3-16）
这个式子可描述成包含（“：
-‰）和u。
的电流误差信号的一阶线性微分方程。
根据
式（3-3），电流响应函数（e-艺）也可解耦成两部分：
80=il-io=<口+Ya
（3-17）
式中，￡为不受uD影响的电流误差分量，以为受u影响的电流误差分量。
这样式（3-16）就可以分为两个部分
%-uo=￡d~t+RCo（3-18）
‰墨￡{争+足匕（3-19）
●
式（3-18）表明乞是只与该相相电压有关的电流误差分量，与式（3-4）类似，这
就表明电流误差分量￡可以与厶以相同的方法处理，式（3-10）就变为
T=生一（3-20）
、—0M4+6d<；：
三_B
其中，口．p，万和B的定义与式（3-10）中的相同。
同样如果要保持开关频率Z不
变，滞环宽度的表达式如下：
E=B嘣[1一（卢‰+艿d毫名）2]（3-21，
其它两相的滞环宽度表达式类似a为了决定乞就有必要确定ra，而y只依赖于“。
，把
式（3-15）代入式（3-19）可得：
（%+‰+心）／3=￡皇争+内乞（3-22）
a
通过Laplace变换将其转换成下式：
儿（s）={去【虬（5）+%（s）+以（s）1（3-23）
这里定子电阻R同样因为开关频率很离的原因忽略掉了，同时注意到儿-%：
比。
』f：
（3-21）和式（3-23）就作为电机中性点浮空时滞环宽度控制策略的依据，它
们表明要获取固定的开关频率就必须采取一定的措施来实时改变滞环宽度，这将是一
个很复杂的系统，因为它不仅要考虑一相的情况，还要考虑到三帽之间的耦合。
3.3电流滞环控制器的改进方案
根据上文的分析，传统的固定滞环宽度的电流控制器调制出的开关频率并不固定，
且变化范围较大，这就使负载电流产生过大的谐波而导致电机发热。
同时，它还有另
外一些缺点，比如电流误差并不能严格控制在滞环之ff2IJ，负载电流与给定电流之间
存在相位滞后，由于负载电流含有谐波成分而使矢量变换效果很差。
并且在异步电机调
升级会员 