基于LCL滤波器的光伏并网逆变器控制策略概要.docx
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基于LCL滤波器的光伏并网逆变器控制策略概要
第3l卷第12期电力自动化设备V01.31No.12o2011年12月Elec胁PowerAul。
i'nati。
nEquipmentDec.2011基于LCL滤波器的光伏并网逆变器控制策略
易映萍1,芦开平1,王林2
（1.上海理工大学电气工程学院,上海200093;2.许继集团,河南许昌461000
摘要:
在并网逆变器中引入LC|已滤波器取代单个电感滤波器。
并针对采用￡CL滤波器对并网逆变器系统带来的不稳定性.分别对比了以并网电流作为反馈变量和逆变器侧电流作为反馈变量的电流内环控制方法.提出了基于桥臂输出电流闭环与电压外环的双环控制策略。
由于以并网电流为反馈变量的控制系统为三阶系统.所提控制系统稳定性和鲁棒性较好。
搭建了三相光伏并网逆变系统,实现了最大功率点跟踪,高功率因数并网,结果验证了理论分析的正确性以及控制策略的可行性.
关键词:
光伏并网;逆变器;滤波器;最大功率,最跟踪:
控制
中图分类号:
TM464文献标识码:
A文章编号:
1006—6047（201112—0054—05
光伏并网发电系统是光伏发电的发展趋势.而并网逆变器是其核心器件.因此本文对光伏并网逆变器控制方法进行了研究。
1￡说滤波的并网逆变器控制结构与数学模型分析
相对传统的单￡及LC滤波器.LCL滤波器对谐波有更好的衰减特性.因此本文采用L说结构的滤波网络实现并网逆变器与电网的连接。
如图1所示.并网逆变器主电路包括输入直流母线滤波电容C和6个IGBT开关管的三相全桥电路,以及由厶、ct。
、L:
组成的三阶滤波器…。
控制系统采用电压电流双环控制。
SVPWM调制方式。
本系统的主要参数取值如下:
直流母线电容C=4400“F。
LCL型滤波器中网侧电感L1_0.2mH,Cu_210lzF,逆变器侧电感厶=0.1mH。
开关频率为4200Hzt21。
基于LCL滤波器的三相并网逆变器建模滤波器状态空间模型的具体形式与所选状态变量有关.为了建立采用L观滤波器的三相并网逆变器的状态空间数学模型,这里选择电感￡,的电流ih、i叭ih交流滤波电容与阻尼电阻串联之后总的分压比~Ⅱ扒M。
以及并网电流屯、匕、i知为状态变量,假设三相电源平衡.将三相静止坐标系下基于L血滤波器的并网逆变器数学模型【2]经旋转坐标变换.得到￡CL滤波器在幽坐标系下的数学模型f3-4]:
警一}小咄一}Ⅱd+}№誓=一百R1旷㈣‘。
一百1Ⅱ白+}‰享di扰辜R2二.:
莓..1R2..1二妻㈩誓=一i旷…ti“白一丢e。
一
c。
d出ucd=ild—i射+∞u白
cu警=妒时龇
其中,i叭i・。
为面坐标系下逆变器侧电流;匕、i勾为由坐标系下网侧电流;tt叭Ⅱq为电容电压;‰、‰为逆变器输出电压。
图1单级式三相并网逆变拓扑
Fig.1Topologyofsingle—stagethree—phase面d-connectedinverter收稿日期:
2010—12—18;修回日期:
2011—10—24
万方数据
2LCL控制策略的研究
￡C￡滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比,频率越高,阻抗越小,所以可以滤除高频谐波。
然而,滤波电容的分流作用使整流器的电流控制系统由一阶变为三阶。
控制更为复杂.并且在某些高次谐波电流下。
￡C￡滤波器的总阻抗接近零.将导致谐振效应,影响系统的稳态性能。
一般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题f5】.阻尼方法分为2种:
一种叫做“无源阻尼法”.它是通过在电容上串联电阻来使系统稳定.该方法稳定可靠.在工业中被广泛应用.但是加入的电阻会增加系统的损耗。
无源阻尼法可应用于任何成熟的控制策略.最常见的是基于无源阻尼的无差拍控制:
另一种方法是通过修正控制算法使系统达到稳定.消除谐振作用,这种方法叫做“有源阻尼法”。
本文采用无源阻尼电流电压双闭环控制的策略。
根据文献f6]无源阻尼电阻计算公式所需要的电阻值很小.而实际电路中电感、电容都有一定的阻值.所以在实际系统中。
无需另行添加无源阻尼电阻。
逆变器侧电流与网侧电流都是可控的.而选择不同的电流反馈对系统性能有很大的影响.选择网侧电流可以很好地对电路进行控制,但是不利于系统的稳定.选择逆变器侧电流对电路进行控制.电流内环的稳定裕度相对较大。
式（2和式（3为经过Park变换之后的网侧电流、逆变器侧电流对逆变器输出电压的传递函数…:
匕=[“k+（s2￡2cu+CoRlsu。
]÷
[LlL2C.s3+（￡IR2+￡2R1C.s2+
（￡l+￡2+尺1尺2cus+（尺2+R1]（2屯=[（s咒2cu+cuR2s+1地+‰]÷
[￡lL2C.s3+（￡lR2+￡2R1C.s2+
（￡l+￡2+月l尺2C。
s+（R2+尺1]（3其中,Uk为逆变器侧电压,‰为电网电压。
由于采用了￡皿滤波器.选择网侧电感电流作为反馈会使得整个受控对象为三阶系统.控制带宽会受到很大限制,影响系统的稳定性和鲁棒性…。
将电流内环的反馈采样取在模块侧.网侧电流、逆变器侧电流的Bode图如图2所示（曲线1为网侧电流.曲线2为逆变器侧电流。
∞一a\翘馨
A已\艘靶
.—飞≤
8
—~\J【/2
‘
I
..卜1.厂.
//Hz
图2网侧电流和逆变器侧电流Bode图
Fig.2Bodediagramof鲥d・sidecurrent
andinverter-sidecurrent
从图2可以看出,在中低频段,网侧电流与逆变器侧电流的开环幅值、相位一致,同时因为电路中主要是控制工频电流.所以选择控制逆变器侧电流来代替控制并网电流.实现单位功率因数并网逆变是可行的。
忽略电网扰动作用.对比逆变器侧电流开环传递函数和网侧电流开环传递函数可以看出.传递函数的极点相同.但是逆变器侧电流开环传递函数比并网电流开环传递函数增加了2个开环零点.这使得系统根轨迹向右移,增加了系统的稳定裕度。
从网侧电流根轨迹（见图3（a与模块侧电流根轨迹（见图3（b可以看出,由于实际电路中的电气元件带有一定的阻值,系统都有一定的稳定裕度.但是网侧电流闭环相对模块侧电流闭环而言.稳定裕度很小。
导致PI调节器的参数选择范围很小.为此选择逆变器侧电流闭环可以增加系统的稳定裕度.提高系统的鲁棒性…。
霹
捌
/\
10000
蔫。
实轴
（a网侧电流根轨迹图
‘;—-——一
-4000—3000—2000一l00001ooo
实轴
（b逆变器侧电流根轨迹图
图3网侧电流和逆变器侧电流根轨迹图
Fig.3Rootlocusdiagramsofgrid-sidecurrent
andinverter-sidecurrent
2.1电流内环调节器设计
本文选择逆变器侧电流闭环代替网侧电流来增加系统的稳定裕度和鲁棒性.PWM控制器传递函数可以作为一个滞后环节来描述.即
F
G（s=÷}（4
l+1。
S
由于PI调节器中的比例部分能迅速响应控制作用。
积分部分能消除稳态偏差.所以选择PI调节器作为电流环控制器。
由于如、厶是对称的,同时考虑到PWM控制器的最大延时为一个开关周期瓦,以玉为例进行分析,其控制结构框图如图4所示。
图4电流内环控制框图
Fig.4Blockdiagramofinnercurrentcontrolloop
万方数据
0电力自动化设备第31卷
忽略电网电压扰动作用.系统的传递函数为
G岬（s=[KPfK呷（ris+1（sZ2G+cuR2s+1]÷
{-/-is（r.s+1[LIL2Cus3+（L1R2+
L2R1Cos2+（L1+￡2+尺IR2Cus]}（5
其中,ri、K兀分别为电流内环PI调节器积分时间常
数和比例常数。
由于LCL滤波器在谐振总电阻尼很小.谐振频
率为
知=寺、/蛊箸司592（Hz（6
根据PI调节器的频率特性可知.设计PI调节
器,需要选择经过PI调节器补偿后系统的穿越频率.
如果穿越频率选取得比较低.则低频段的增益比较
小,会影响系统跟随的快速性;如果穿越频率选取得
比较靠近滤波器的谐振频率.则在低频段可以得到
较大增益。
有助于改善系统的跟随性能.但是在逆变
器轻载或空载的情况下.谐振频率处的增益有可能
大于l,相角裕度太小,影响系统的稳定性[10]。
在确
定穿越频率时.应在系统的稳定性与动态响应之间选
取一个折中的方案.本文选取穿越频率为谐振频率
的1/10,所以有￡=159.2Hz。
在中低频段.由于实际系统中电阻值较小（只有
几毫欧,电感、电容的数量级也较小。
所以在中低频
段,式（5可以简化成下式:
G抽=筹卷訾（7
同时由于截止频率处于中低频段.所以可以
用简化的传递函数进行计算,在to=27r￡:
159.2Hz
时。
得:
G岬（j训一l等瓣l-1（8
取Ll=0.2mH,L2=0.1mH,C。
=150“F,rj_0.0ls,
K一=500,代人计算得KPI_0.000597,可以得到修正
后的系统Bode图.如图5所示。
∞_口\趔馨f一\娅靶
00●
O・、。
100
90
45.0n^
———~———、、11.、-~
{,№
图5修正后的系统开环Bode图
Fig.5Bodediagramofmodifiedopen・loopsystem
由图5可以看出。
系统的截止频率接近159.2Hz.符合设计要求.说明电流内环调节器设计得比较合理.同时对谐振点峰值有很大程度的衰减.说明了式（7的近似处理是合理的…】。
2.2电压外环调节器设计
在设计电压外环时。
可把没计好的内环当成是外环前向通道上的一个增益环节.只要知道电流内环的表达式,即可按照设计内环的方法来设计电压外环.在三相对称的情况下。
可知:
f‘2/.costOt
{ib≈/mCOS（tOt一1200（9Ii。
≈Imcos（tOt+1200
fSa20.5mcostOt+0-5
{Sb一0.5tacos（tot-120。
+0.5（10【S,一0.5meos（tot+120。
+o.5
其中。
m为调制度。
・另外.三相VSR直流侧电流为
如=Saia+Shib+&io.（11将式（9和式（10代人式（11化简得:
idc一0.75m,mcosO（12由于最大增益0.75对整个电压环稳定性影响最大,本文将电流内环简化成一个比例环节。
考虑电压采样的延时作用.由于PI调节器可以实现无静差调节【12】,电压外环的调节器选择PI调节器.控制框图如图6所示,其中,r,、K。
分别为电压外环PI调节器积分时间常数和比例常数。
图6电压外环控制框图
Fig.6Blockdiagramofoutervoltagecontrolloop
忽略负载扰动作用.系统的传递函数为
G小=篙等等（13按照设计内环的方法设计电压外环.同时保证外
环带宽远低于电流跟踪控制环的带宽.一般取电压外环的截止频率为内环的1/5,即为31.84Hz。
则得:
IG,o（j圳=l篙器l…向=l（14rFO.18
K￡!
:
型:
!
!
互竺!
:
±!
:
p,-
0.75、/（r。
tO2十1
0.75、/面币孤两≮丁
=1.17（152.3阻尼电阻对系统性能影响分析
由于LCL滤波器和L滤波器在低频段性质很相近.所以设计电流内环化简后的传递函数与单电感￡滤波器的传递函数一致.通过￡型滤波器设计控制器参数.但是LCL滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比.频率越高,阻抗越小,所以可以滤除高频谐波。
然而。
滤波电容的分流作用使整流器的电流控制系统由一阶变为i阶.并且在某些高次谐波电流下.LCL滤波器的总阻抗接近零,导致谐振效应。
万方数据
第12期易映萍.等:
摹于LCL滤波器的光伏并网逆变器榨制策略囝
影响系统的稳态性能[13】.所以在高频段￡∞滤波器
与单电感L滤波器差别较大.不能单纯地依靠L滤波
器性质分析系统的运行情况。
本文在已经设计好的电流调节器参数的下.分
析电路中寄生的阻值对系统性能的影响。
通过Bode
图可以知道.电感寄生电阻由于阻值较小.对系统的高
频段影响很小,几乎可以忽略不计.而在￡现滤波器
的谐振点。
电路中有一定的寄生电阻.可以很好地抑
制谐振峰值,保证系统的稳定性。
当电阻值增加时,对
高频谐波的抑制作用降低,同时电路损耗加大【14]。
以给定不同阻值的寄生电阻来分析对系统稳定
性能的影响.这时系统的传递函数为
G呷（s=[KPIK岬（ris+1（s2L2丘+cuR2s+1]÷
{ri5[LlL2C。
s3+（厶lR2+￡2尺IC.s2+
（L1+￡2+尺1R2C。
s+（Rz+R1]}（16
设采样周期为乃=.,、
1/4200s。
对式（16进行
离散化.为简化系统分uj析,尺,、尺:
取相同的值,蔫0利用上面计算的电流内
.,环的PI参数值.I田j出电
阻改变时系统零极点变_1.o化图.如图7所示[15]。
/雨3。
、,-o≮;j、
7-t,
}
’弋之/—//.
一O.5O0.51.O实轴
由图7可以看出,图7电流内环开环离散化系统离散化之后的稳定系统零极点分布图裕度有一定程度的降譬絮。
兰2i:
nd竺:
裟低.而随着电阻值的增加.open-loopsystem
系统的稳定性增加.当系统中没有电阻时.系统临界稳定.但是由于实际电路中有一定的阻值.所以可以保证系统稳定运行.不需要另行添加无源电阻值来保证系统的稳定性。
从上面的分析可以看出寄生电阻可以抑制谐振点的峰值。
从而提高系统的稳定裕度。
电阻值越大越有利于系统的稳定运行。
3实验研究
基于理论分析搭建和设计原则.研制了一台100kW的三相光伏并网逆变器。
直流母线电容C=4400¨F.￡C￡型滤波器中网侧电感￡:
=0.1mH,滤波电容为三相星形接法的电容模块（电容值为70¨F,逆变器侧电感厶=0.2mH,为了实现光伏电池较大的工作范围以及电气隔离,并网倾*lhn入网侧与逆变器侧变比为270/400的三角/星形连接的升压变压器。
并将网侧电感厶计算在变压器漏感之中。
由于线路以及滤波电容有一定的电阻,实际逆变器装置中没有额外附加阻尼电阻。
由于实验条件限制,用另外一台整流器提供的直流电源来代替电池板阵列进行并网逆变实验。
图8为三相并网电流与直流母线电压。
图9为线电压‰与a相并网电流。
可见,电流波形
良好,通过对电流的谐波分析得电流THD=2.5%,线电压超前相电流30。
.实现高功率因数并网。
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图8三相网侧电流与直流母线电压
Fig.8Three—phasesna-sidecurrentand
DCbusvoltage
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4结语
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图9线电压‰与a相并网电流
Fig.9Linevoltageof“小andted-side
currentofphasea
本文通过对单级式三相光伏并网逆变系统的分析研究,建立了基于LCL并网逆变器的拓扑结构,基于无源电阻控制,以并网作为电流内环的控制量,设计了电压电流双环控制方式。
搭建了系统的仿真与实验系统,结果表明该控制策略的可行性与正确性。
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（编辑:
李莉
作者简介:
易映萍（1967一,女,湖南湘潭人,副教授,研究方向为电力电-T-g术在电力系统中的应用（E・mail:
yyp@usst.edu.en;芦开平（1985一,男,江苏淮安人,硕士研究生,
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