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常用电力电子器件
第5章常用电力电子器件
在开关电源中，电力电子器件是完成电能转换以及主电路拓扑中最为关键的元件。
为降
低器件的功率损耗，提高效率，电力电子器件通常工作于开关状态，因此又常称为开关器件。
电力电子器件种类很多，按照器件能够被控制电路信号所控制的程度，可以将电力电子器件
分为①不可控器件，即二极管；②半控型器件，主要包括晶闸管（SCR）及其派生器件；③全
控型器件，主要包括绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、电力晶体管（GTR）、电力场效应晶体管（电力MOSFET）等。
半控型及全控型器件按照驱动方式又可以分为电压驱动型、电流驱动型两类，上述分类见图5-1。
「电力MOSFET
电
L不可控器件
二极管
电
厂电压驱动型-
力
半控型器件
SCR
力
[IGBT
电＜
电
子
子
器
IGBT
器
rSCR
件
-全控型器件
电力MOSFET
件
-电流驱动型
GTO晶闸管
GTR
•GTR
GTO晶闸管
图5-1电力电子器件的分类
传统电力电子器件的性能
效率等性能指标不断提
随着半导体材料及技术的发展，新型电力电子器件不断推出,也不断提高，这成为包括开关电源在内的各种电力电子装置的体积、高的重要因素。
了解和掌握各种电力电子器件的特性和使用方法是正确设计开关电源的基础。
在开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。
SCR在开关电源
的输入整流电路及其软起动中有少量应用，GTR由于驱动较为困难、开关频率较低，也逐
渐被IGBT和MOSFET所取代。
因此这里将主要介绍二极管、IGBT和MOSFET的工作原
理，主要参数及驱动方法。
5.1二极管
二极管是最为简单但又是十分重要的一种电力电子器件，在开关电源的输入整流电路、
逆变电路、输出高频整流电路以及缓冲电路中均有使用。
1、二极管的基本结构及工作原理
开关电源中应用的二极管除电压、电流等参数与电子电路中的二极管有较大差别外，
其基本结构和工作原理是相同的，都是由半导体PN结构成，即P型半导体与N型半导体
结合构成，其结构见图5-2。
P型半导体是在半导体中添加三价元素，因此硅原子外层缺少一个电子形成稳定结构，即形成空穴。
N型半导体是在半导体中添加五价元素，因此它在形
成稳定结构后，半导体晶体中能给出一个多余的电子。
在纯净的半导体中，空穴和电子成对
出现，数量极少，所以导电能力很差。
而P型或N型半导体中的空穴或自由电子数量大大
增加，导电能力大大增强。
在P型半导体中空穴数远远大于自由电子数，因此空穴称为多子，自由电子称为少子。
在N型半导体中则相反，空穴为少子，自由电子为多子。
内电场
QQQ'0
•+•+•+
。
IO
®1•㊉•㊉•+
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1
P型区空间电荷区N型区
图5-2PN结的形成
当N型半导体和P型半导体结合后构成PN结。
由于交界处电子和空穴的浓度差别，造成了各区的多子向另一区的扩散运动，于是在界面两侧分别留下了带正、负电荷但不能任
意移动的杂质离子。
这些不能移动的正、负电荷称为空间电荷。
空间电荷建立的内电场，其方向是阻止扩散运动的，另一方面又吸引对方区内的少子（对本区而言则为多子）向本区运
动，即漂移运动。
扩散运动和漂移运动达到平衡时，正、负空间电荷量达到稳定值，形成了一个稳定的由空间电荷构成的范围，被称为空间电荷区，通常也称为耗尽层、阻挡层或势垒
区。
当PN结外加正向电压，即外加电压的正端接P区、负端接N区时，外加电场方向与
内电场方向相反，内电场被削弱，使得多子的扩散运动大于少子的漂移运动，而在外电路上
形成自P区至N区的电流，该电流被称为正向电流，由于电导调制效应，正向PN结在流
过较大正向电流时的压降很低，表现为正向导通状态。
当PN结外加反向电压时，外加电场与内电场方向相同，使空间电荷区加宽，少子的漂移运动大于多子的扩散运动，产生自N区至P区的电流，该电流被称为反向电流。
由于少
子的浓度很小，因此此时的PN结表现为高阻态，被称为反向截止状态。
在PN结承受反向电压时，随着反向电压的升高，空间电荷区的宽度及电场强度的峰值均随之增加，当电场强度超过一定限度就会造成击穿。
PN结的电击穿有两种形式：
雪崩击
穿和齐纳击穿。
反向击穿发生时，只要外电路中采取了措施，将反向电流限制在一定范围内，保证PN结的耗散功率不超过允许值，PN结仍可恢复正常。
如果超过了允许的耗散功率，
就会导致PN结温度过高而烧毁，这种现象称为热击穿。
为提高二极管的反向耐压，可以在通常重掺杂的P型和N•型半导体间加入一层低掺杂
的N一型半导体。
在正向导通状态，P区及N•区的大量载流子进入N一区，使N一区保持很
低的压降。
在反向截止状态，由于基本保持中性，N一区内的电场强度基本为恒值。
这样由
于空间电荷区域宽度增加，在同样的反压情况下，电场强度的峰值得以降低。
采用这种结构的二极管称为P-i-N二极管。
承受反压时PN及P-i-N型二极管空间电荷区的电场强度见图5
-3。
正向电流才开始明显增加，转为正向导通状态。
二极管导通时的正向电流|F由外电路决定,
与If相对应的二极管两端电压Uf即为二极管的正向压降。
当对二极管施加反向电压时，只
有少数载流子引起的微小的漏电流，其数值基本不随电压而变化。
当反向电压超过一定数值
后，二极管的反向电流迅速增大，产生雪崩击穿。
二极管的主要参数有：
（1）正向平均电流If（AV）该参数是二极管电流定额中最为重要的参数，它是在指定的管
壳温度（简称壳温，用TC表示）和散热条件下，其允许流过的最大工频正弦半波电流的平均值。
快恢复二极管通常采用占空比为一定数值（通常为0.5）的方波电流的平均值标注二极管的额
定电流。
二极管的结温（或壳温）是限制其工作电流最大值的主要因素之一，因此在实际使用时应按有效值相等的原则来选取电流定额，并同时考虑器件的散热条件。
当用在频率较高的
场合时，开关损耗造成的发热往往不能忽略，因此即使不考虑安全裕量，二极管通常也必须
降额使用。
通常是其
⑵反向重复峰值电压Urrm，指对二极管所能重复施加的反向最高峰值电压,
雪崩击穿电压的2/3。
（3）正向压降UF指在指定温度下，流过某一指定的稳态正向电流时所对应的正向压降。
正向压降越低表明其导通损耗越小。
通常耐压低的二极管正向压降较低，普通整流二极管压
降低于快恢复二极管。
二极管的正向压降具有负温度系数，它随着温度的上升而略有下降。
⑷反向恢复电流Irp及反向恢复时间Trr由于二极管PN结中的空间电荷区存储电荷的影响，当给处于正向导通状态的二极管施加反压时，二极管不能立即转为截止状态，只有当
存储电荷完全复合后，二极管才呈现高阻状态。
这期间的电压电流波形见图5-5。
这一过程
称为二极管的反向恢复过程。
反向恢复时间Trr通常定义为从电流下降为零至反向电流衰减
至反向恢复电流峰值一定数值（一般为10%或25%）的时间。
反向恢复电流及恢复时间与正向
导通时的正向电流If以及电流下降率diF；'dt密切相关。
产品手册中通常给出在一定的正向
电流以及电流下降率条件下，二极管的反向恢复电流及恢复时间。
图5-5中电流下降时间tf
条件下造成的反向电压过冲
与延迟时间td的比值称为恢复特性的软度，或称恢复系数。
恢复系数越大，在同样的外电路
URp越小。
反向恢复电流小、恢复时间短的快速软恢复二极管是
开关电源高频整流部分的理想器件。
图5-5二极管的反向恢复过程
在一定的工艺和材料水平下，二极管的反向恢复特性与正向通态压降存在折中关系,
向恢复特性好的器件通常正向压降较高，许多厂家一般都有多个产品系列供用户选择以适应不同场合的应用要求。
3•二极管的主要类型
二极管在开关电源中有大量应用，按照正向压降、反向耐压、反向漏电流等性能，特别是反向恢复特性的不同，在应用时应根据不同场合的不同要求，选择不同类型的二极管。
常用的二极管可以分为以下三类：
（1）普通二极管普通二极管又称整流二极管，多用于开关频率不高（1kHz以下）的整流电
路中。
其反向恢复时间较长，一般在5」s以上，在参数表中甚至不列出这一参数，这在开
关频率不高时并不重要。
但其正向压降低，正向电流定额和反向电压定额可以达到很高，分别可达数千安和数千伏以上。
⑵快恢复二极管（FastRecoveryDiode,FRD）反向恢复过程很短（5"s以下）的二极管，也
PN结型结构，有的采用改进
简称快速二极管。
工艺上多采用了掺金措施，结构上有的采用
的PiN结构。
其正向压降高于普通二极管（1~2V左右），反向耐压多在1200V以下。
从性能
上可分为快速恢复和超快速恢复两个等级。
前者反向恢复时间为数百纳秒或更长，后者则在
100ns以下，甚至达到20~30ns。
（3）肖特基二极管以金属和半导体接触形成的势垒为基础的二极管称为肖特基势垒二极
管（SchottkyBarrierDiode,SBD），简称为肖特基二极管。
与以PN结为基础的二极管相比，
肖特基二极管具有正向压降低（0.4~0.8V），反向恢复时间很短（10~40ns）的优点。
肖特基二
极管的弱点在于：
采用传统硅材料制成的器件反向漏电流较高，并随着结温的升高而显著上
升，而且其正向压降随着耐压的上升迅速增大，因此目前其耐压多低于200V。
由于上述特
点，肖特基二极管多用于低压场合。
近年来，随着新型材料碳化硅（SiC）的发展，采用碳化硅制成的肖特基二极管的性能大
幅度提高，其耐压已达到1200V，反向恢复特性显著优于常规的硅快恢复二极管，且漏电流
很小，高耐压的碳化硅二极管正向通态压降与硅快恢复二极管基本相当。
由于碳化硅二极管
优良的反向恢复特性，使其在升压型PFC电路、高频整流电路等应用场合具有显著的优势。
其缺点是目前的价格仍然较高。
5.2电力MOSFET
电力MOSFET是近年来发展最快的全控型电力电子器件之一。
它显著的特点是用栅极电压来控制漏极电流，因此所需驱动功率小、驱动电路简单；又由于是靠多数载流子导电，没有少数载流子导电所需的存储时间，是目前开关速度最高的电力电子器件，在小功率电力
电子装置中是应用最为广泛的器件。
5.2.1结构和工作原理
电力MOSFET与电子电路中应用的MOSFET类似，按导电沟道可分为P沟道和N沟道。
在电力MOSFET中，应用最多的是绝缘栅N沟道增强型。
电力MOSFET在导通时只
有一种极性的载流子（多子）参与导电，属单极型晶体管。
与小功率MOS管不同的是电力
MOSFET的结构大都采用垂直导电结构，以提高器件的耐压和耐电流能力。
现在应用最多的是具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET（VerticalDouble-diffusedMOSFET）。
电力MOSFET器件由多个小MOSFET元胞（cell）组成，不同生产厂家设计的元胞形状和排列方式不同。
美国IR公司采用VDMOS技术生产的电力MOSFET称为HEXFET，具有六边形元胞结构。
西门子公司的SIPMOSFET采用了正方形单元。
图5-6a是N沟道增强
型VDMOS中一个元胞的结构图，图5-6b为电力MOSFET的电气图形符号。
图5-6电力MOSFET结构和电气符号
由图5-6a可以看出，对于N沟道增强型图VDM°S，当漏极接电源正极，源极接电源负
极，栅源间电压为零时，由于P体区与N一漂移区形成的PN结为反向偏置，故漏源之间不
导电。
如果施加正电压Ugs于栅源之间，由于栅极是绝缘的，没有栅极电流流过。
但栅极的
正电压会将P区中的少子一电子吸引到栅极下面的P区表面。
当Ugs大于开启电压Ut时,
栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型反型成N型，形成反型层，该反
型层形成N沟道使PN结消失，漏极和源极之间形成导电通路。
栅源电压UGS越高，反型层
越厚，导电沟道越宽，则漏极电流越大。
漏极电流ID不仅受到栅源电压UGS的控制，而且
与漏极电压Uds也密切相关。
以栅源电压Ugs为参变量反映漏极电流Id与漏极电压Uds间关系的曲线族称为MOSFET的输出特性，漏极电流|d和栅源电压Ugs的关系反映了输入控制电压与输出电流的关系，称为MOSFET的转移特性，见图5-7。
电力MOSFET的开关过程见图5-8。
在开通过程中，由于输入电容的影响，栅极电压uGS呈指数规律上升，当uGS上升到开启电压UT时，MOSFET开始导通，漏极电流iD随着uGS的上升而增加。
当UGS达到使MOSFET进人非饱和区的栅压Ugsp后，MOSFET进入非饱和
区，此时虽然Ugs继续升高，但iD已不再变化。
从Ugs开始上升至MOSFET开始导通间的
时间称为开通延迟时间td（on），Ugs从Ut上升到UGSP的时间段称为上升时间tr。
MOSFET的
UDS/V
a）转移特性图1-2
图5-7电力MOSFET的转移
关断时，同样由于输入电容的影响，Ugs呈指数规律下降，当Ugs呈低于Ugsp时，漏
极电流iD开始下降，直至Ugs低于开启电压Ut，iD下降到零。
从Ugs开始下降至MOSFET
开始关断的时间称为关断延迟时间td（off）。
Ugs从Ugsp下降到Ugs：
：
：
Ut时沟道消失，iD从
通态电流降到零为止的时间段称为下降时间tf。
MOSFET的关断时间toff定义为关断延迟时
间和下降时间之和。
MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间在10~100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是常用电力电子器件中最高的。
由于电力MOSFET结构所致，源漏间形成一个寄生的反并联二极管，使漏极电压UDS
为负时呈现导通状态，也称本体二极管，它是与MOSFET构成一个不可分割的整体，这样
虽然在许多应用中简化了电路，减少了元件数量，但由于本体二极管的反向恢复时间较长，在咼频应用时必须注意其影响。
5.2.2主要参数
电力MOSFET的主要参数有：
（1）漏源击穿电压UdssUdsSI常为结温在25~150C之间，漏源极的击穿电压。
该参
数限制了MOSFET的最高工作电压，常用的MOSFET的UDSS通常在1000V以下，尤其以
500V及以下器件的各项性能最佳。
需要注意的是常用的MOSFET的漏源击穿电压具有正温度系数，因此在温度低于测试条件时，UDSS会低于产品手册数据。
（2）漏极连续电流额定值Id和漏极脉冲电流峰值Idm这是标称电力MOSFET电流定
额的参数，一般情况下，Idm是Id的2~4倍。
工作温度对器件的漏极电流影响很大，产品的生产厂商通常也会给出不同壳温下，允许的漏极连续电流变化情况。
在实际器件参数计算
时，必须考虑其损耗及散热情况得出壳温，由此核算器件的电流定额。
通常在壳温为80~90C
时，器件可用的连续工作电流只有TC=25C额定值|D的60%~70%。
电阻。
漏源通态电阻RDs（on）直接影响器件的通态压降及损耗，通常额定电压低、电流大的
器件RDS（on）较小。
此外，RDS（on）还与驱动电压及结温有关。
增大驱动电压可以减小Rds®）。
R）S（on）具有正的温度系数，随着结温的升高而增加，这一特性使MOSFET并联运行较为容
易。
（4）栅源电压Ugss由于栅源之间的Si02绝缘层很薄，当’Ugs|〉20V将导致绝缘层击穿。
因此在焊接、驱动等方面必须注意。
（5）跨导Gfs在规定的工作点下，MOSFET转移特性曲线的斜率称为该器件的跨导。
即
dl
fs
dUGS
⑹极间电容MOSFET的3个电极之间分别存在极间电容Cgs、Cgd和Cds。
一般生
产厂商提供的是漏源极短路时的输入电容Gss、共源极输出电容C°ss和反向转移电容Crss。
它们之间的关系是
Ciss=CGSCGD（5-1）
（5-3）
Crss=CGD（5-2）
Coss二CGDCDS
尽管电力MOSFET是用栅源间电压驱动，阻抗很高，但由于存在输入电容Ciss，开关
过程中驱动电路要对输入电容充放电。
这样，用作高频开关时，驱动电路必须具有很低的内
阻抗及一定的驱动电流能力。
5.2.3新型MOSFET器件简介
MOSFET器件近年来发展十分迅速，主要体现在结构、加工工艺及结构封装（如
DirectFET）等方面。
在高压MOSFET器件方面，具有代表性的新型器件是CoolMOS，在低压领域各厂家均在工艺及结构封装方面作出许多改进，大大提高了器件的性能。
传统的MOSFET结构为保证器件的耐压，需要增加低掺杂外延层的厚度，从而使高压器件的导通电阻近似与其耐压的2.4~2.6次方成正比，而CoolMOS（又称超级结器件MOSFET）
基于电荷补偿原理，由一系列的P型和N型半导体薄层交替排列组成，结构见图5-9。
在截
止态时，由于P型和N型层中的耗尽区电场产生相互补偿效应，使P型和N型层的掺杂浓
度可以做的很高而不会引起器件击穿电压的下降。
导通时，这种高浓度的掺杂使器件的导通
电阻明显降低，可以将外延层部分的导通电阻降低至传统MOSFET的20%，由于导通损耗
的降低，发热减少，故称CoolMOS。
图5-9CoolMOS的剖面原理图
为降低MOSFET的导通电阻，器件生产厂商还采用沟槽型（Trench）工艺结构，见图5-10。
对比两种器件的结构可以看出，常规VDMOS导通电阻主要由沟道电阻、JFET电阻和外延
层电阻构成，而沟槽型MOSFET中已没有了JFET这个寄生结构，这大大减小了器件的导通电阻，特别是对于低压MOS效果尤其明显。
沟槽型MOSFET带来的另外一个优点是垂
直沟道与横向沟道相比，芯片面积将进一步减小。
a）VDMOSb）沟槽型MOSFET
图5-10沟槽型MOSFET与VDMOS结构及电流路径对比
5.3绝缘栅双极型晶体管（IGBT）
电力MOSFET具有驱动方便、开关速度快等优点，但导通后呈现电阻性质，在电流较
大时的压降较高，而且器件的容量较小，仅能适用于小功率装置。
大功率晶体管GTR的饱
和压降低、容量大，但其为电流驱动，驱动功率较大，开关速度低。
20世纪80年代出现的
绝缘栅双极型晶体管（IGBT）是把MOSFET与GTR复合形成，除具有MOSFET的电压型驱动、驱动功率小的特点，同时具有GTR饱和压降低和可耐高电压和大电流等一系列应用上
的优点，开关频率虽低于MOSFET，但高于GTR。
目前IGBT已基本取代了GTR，成为当前在工业领域应用最广泛的电力电子器件。
5.3.1结构与工作原理
图5-11绘出了IGBT的结构和等效电路。
当器件承受正向电压，而栅极驱动电压小于
阀值电压时，IGBT的N-层与P-层间的PN结J2反偏，IGBT处于关断状态。
当驱动电压
IGBT开始导通。
此时J3处于正偏状态，因而有大量空穴从P•区注入N-区域，使N-区域中的载流子浓度大大增加，产生电导调制效应，降低了IGBT的正向压降。
当撤去栅极电压
后，栅极下的导电沟道消失，从而停止了从N•区经导电沟道向N-区的电子注入，IGBT
开始进入关断过程。
但由于IGBT在正向导通时N-区（基区）含有大量载流子，因而它并不
能立刻关断，直到N-区中的剩余载流子消失，IGBT才进入阻断状态，这样IGBT的关断
延迟时间td（of）比MOSFET要长一些。
图5-12绘出了正向导通状态下IGBT内部的电流流动状态。
图中电子电流Ie流经
MOSFET并给PNP型晶体管提供基极电流，流过PNP型晶体管的空穴电流也在图中绘
（5-4）
出。
这两部分电流存在以下关系：
IhIe=Ie
式中Ie—IGBT发射极电流;
pnp—PNP型晶体管的电流放大系数。
与MOSFET类似，IGBT集电极电流与栅射电压间的关系称为转移特性，集电极电流与栅射电压、集射电压之间的关系为输出特性，见图5-13。
从图中可以看出，当栅射电压
咼于开启电压UGE（th）时，IGBT开始导通，UGE（th）的值一般为2~6V。
图5-12正向导通状态下IGBT的内部电流状态
该过程与MOSFET十分相似。
从驱动电压uGE上升至其幅值的10%至集电极电流iC上升到
稳态值的10%的时间称为开通延迟时间td（on），iC从10%稳态值上升至90%稳态值的时间称
IGBT开通过程
为上升时间tr。
IGBT的开通时间定义为开通延迟时间与上升时间之和。
在中，集射极电压Uce的下降过程分为陡降阶段ifv1和缓降阶段ifv2。
前者是由于MOSFET迅速导通形成，第二阶段中由于MOSFET的栅漏电容增加，而且IGBT中的PNP晶体管由放大状态转入饱和导通状态也需要一个过程，因此电压下降较缓慢。
90%Ugem
10%Ugem
0匚
Ic
90%Icm-
图5-14IGBT的开关过程
IGBT关断过程中，从驱动电压Uge下降至其幅值的90%到集电极电流ic下降为稳态值
的90%的时间称为关断延迟时间td（Off），集电极电流iC从稳态值的90%下降至10%的时间称
为下降时间tf，两者之和为关断时间toff。
同样，集电极电流ic的下降过程也分为陡降阶段
上测和缓降阶段，前者也是由于MOSFET快速关断所形成，后者则是由于N基区中的少
子复合缓慢造成，此阶段的电流又称为拖尾电流。
较长时间的拖尾电流会产生较大的关断损耗。
5.3.2主要参数
除了上述的各项动态参数外，IGBT的主要参数还包括：
（1）最大集射极间电压Uces该参数决定了器件的最高工作电压，这是由内部PNP晶体
管所能承受的击穿电压确定的。
（2）最大集电极电流包括在一定的壳温下额定直流电流Ic和1ms脉宽最大电流Icp。
不同厂商产品的标称电流通常为壳温25C或80C条件下的额定直流电流IC。
该参数与IG
BT的壳温密切相关，而且由于器件实际工作时的壳温一般都较高，所以设计中必须加以重视。
（3）最大集电极功耗Pcm在一定的壳温下IGBT允许的最大功耗，该功耗将随壳温升高而下降。
（4）集射饱和压降UcE（sat）栅射间施加一定电压，在一定的结温及集电极电流条件下，
集射间饱和通态压降。
此压降在集电极电流较小时呈负温度系数，在电流较大时为正温度系
数，这一特性使IGBT并联运行也较为容易。
⑸栅射电压Uges与MOSFET相似，当Uge>2CV将导致绝缘层击穿。
因此在焊接、驱动等方面必须注意。
（6）跨导Gfs在规定的工作点下，IGBT转移特性曲线的斜率称为该器件的跨导。
即
⑺极
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