模糊控制电机软启动系统毕业设计论文.docx
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模糊控制电机软启动系统毕业设计论文
模糊控制电机软启动系统设计
[摘要]:
本系统是以AT89C52单片机为核心的电机软启动模糊控制,由软件生成SPWM波,并基于一种参数自调整模糊控制方法进行变频变压软启动,给出了参数自调整方案,根据模糊原理设计出模糊控制表及模糊控制参数调整表,并由软件控制实现单相和三相的转换。
[关键词]:
电机软启动AT89C52单片机SPWM模糊控制参数调整
一、引言:
异步电机由于其结构简单、运行可靠、价格低廉、维护方便、寿命较长等特点被广泛应用于工业、农业生产,但其启动性能较差,启动瞬时电流冲击较大,一般会达到额定电流的4~7倍,有时甚至会达到额定电流的10倍以上,给电机本身、电源及拖动设备造成很大的冲击和伤害,也会影响到同一电网中的其他设备的正常运行。
本文采用单片机技术、模糊控制技术及变频技术进行软启动控制。
这样既解决了电动机由于电压降低而使转矩减少的矛盾,同时也克服了电网电压波动过大而造成对其他用电设备的影响。
并且本系统通过继电器和软件控制,可实现单相及三相电动机的软启动控制。
二、系统硬件及工作原理:
异步电动机在软启动时,必须要考虑的一个重要因素是:
尽量保持电机主磁通为额定值不变。
如果磁通弱,电机铁心不能充分利用,电磁转矩变小,负载能力下降,磁通过强,电机处于过励磁状态,电机会因励磁电流过大而严重发热。
由电机原理可知,异步电机定子每相电动势的有效值为:
E1=4.44f1N1Фm
E1——定子每相感应电动势
f1——定子频率
N1——定子每相绕组有效匝数
Фm——每极磁通
由式中可以看到Фm的值由E1/f1决定,但由于E1难以直接控制所以在电动势较高的时候,可以忽略定子漏阻抗压降而以定子相电压U1俩代替,保证U1/f1的比值不变即可。
在电动势和频率都较低时,定子电阻压降要比漏抗压降大的多,为了能正常启动,本系统采用软件的方法进行低频补偿,保证补偿后的U1/F1仍为常数。
即在降低电压的同时降低频率,以保证电机启动时有较大的力矩。
本系统即采用SPWM控制进行变频变压软启动控制,保持U1/f1不变。
(一)、系统硬件:
本系统的主电路及控制电路如附图
(1)所示。
结构简图如下:
整流电路
A/D转换
AT89C52
驱动电路
电机电流反馈
负载
逆变电路
键盘及显示
各相定时
故障电路
单三相转换
主电路
控制电路
1、主电路:
本系统主电路中AC/DC转换采用三相桥式二极管整流电路,二极管采用400V系列可耐压1600V,开关器件采用开关频率较高的绝缘栅双极晶体管IGBT,IGBT为电压型驱动功率模块,但要驱动IGBT需要由足够的电压幅值与电荷量,还必须考虑到控制信号与主回路强电之间的电位隔离。
基于以上考虑,本系统采用富士电机的EXB841集成驱动电路。
该集成电路抗干扰能力强,集成化程度高,速度快。
模块内部集成有光耦、过流检测保护电路、低速关断电路及饱和保护电路等,保护功能完善。
可实现对IGBT的最优驱动。
驱动电源为一组+20V电源,需由外部接入。
2、控制电路:
控制电路采用AT89C528位单片机作为核心部件,外部扩展1片8253可编程定时器/计数器,1片8155可编程I/O接口,用于扩展LED及键盘,以实现人机对话,1片ADC0809用于对电机转速的采集。
89C52的P1口中的P1.0--P1.5口用于输出SPWM波,与EXB841的控制信号输入端相连,以驱动IGBT,P1.7口外接蜂鸣器用以对故障及停机的指示。
如附图
(1),电路逻辑关系保证,当P1口输出为高电平时,对应的集成光耦截止;当P1口输出为低电平时,对应的集成光耦导通。
以免在89C52给电复位时,P1口的输出全为高电平,造成直通短路。
关于微机控制部分简要说明以下几点:
(1)、采样周期由89C52的内部定时器T0定时;
(2)、89C52扩展了一片8253可编程定时器/计数器,其中计数器0、计数器1、计数器2分别定时U、V、W三相的脉宽。
由89C52的P2.3口与8253的GATE0、GATE1、GATE2直接相连,用一启动三个定时器定时。
任一定时器定时时间到,由定时器的输出端OUT0或OUT1或OUT2经或非门使89C52的INT1有效,发出中断请求信号。
在中断服务程序中,查询P2.4、P2.5和P2.6以判断是哪个定时器时间到,以便进行相应的处理;
(3)、单相电动机软启动时,8253就不再工作而改采用89C52内部定时器T1定时脉宽。
(二)、工作原理:
本系统利用软件生成SPWM波,通过电流反馈对逆变器的输出频率进行模糊控制,电流与输出电压有关系,输出电压由调幅比M(调幅比指正弦调制波与三角载波的幅值之比,这里用M表示,调幅比越大输出电压越高)而在一定的载波比N(载波比指正弦调制波与三角载波的周期之比)下,M与频率f有唯一确定的关系,故可通过f来调整M既而控制I。
系统开机后由键盘输入电源及电动机相数及额定电压,由软件判断进行单相或三相电动机软启动控制,当进行三相电动机软启动控制时,电源及电动机即如附图
(1)所示,将三相电源接入R、S、T端,电动机接入U、V、W端;当进行单相电动机软启动控制时,将单相电源接入R、S端,电动机接入U、V端。
需要注意的是一般电容式单相电动机由于低频下不能形成圆磁场,不能顺利的启动,罩极式单相电动机情况较好。
故在进行单相电动机软启动控制时,所设初始频率较高为10Hz。
1、由软件生成SPWM信号
(1)、生成原理及控制算法
采样型SPWM法有自然采样法、对称规则采样法和不对称规则采样法之分。
不对称规则采样既在三角波的顶点位置A又在底点位置B对正弦波进行采样如下图:
B
A
tofftont`ont`off
Ts
由采样值形成阶梯波,则此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个三角波的周期内的位置是不对称的。
利用三角形的相似关系,可以得出下式:
toff=Ts(1-Msinωt1)/2
ton=Ts(1+Msinωt1)/2
t`on=Ts(1+Msinωt2)/2
t`off=Ts(1-Msinωt2)/2
(1)式
不对称规则采样法所形成的阶梯波比对称规则采样法时更接正弦波,并有很多的优点,如:
不对称规则采样法在载波比N等于3或3的倍数时逆变器中不存在偶次谐波分量,其高次谐波的幅值也较小。
所以本文采用不对称规则采样法。
对于三相逆变器来讲,要求三相输出电压对称,因而要求有三个相位角互差120º的正弦调制波与同一组三角波相交。
由于相位差120º相当于一周的1/3因此必须取载波比N为3的整数倍。
这样,三相的采样就具有简单的对应关系。
当载波比为N时,每一采样周期对应的角度为360º/2N=180º/N,V相落后于U相120º,即落后于120º/(180º/N)=2N/3个采样周期;而W相超前U相120º,即超前于2N/3个采样周期。
所以,对于同一个采样点k,幅值为1的各相电压采样值为
Uu=sin[(k×180°)/N]
Uv=sin{[(k-2N/3)×180°]/N}
Uw=sin{[(k+2N/3)×180°]/N}
(2)式
式中,k为采样点的序号
k=0,1,2,3,……,(2N-1)(3)式
根据式以上式子,可以将U、V、W三相的toff、ton和t’off、t’on表达式写成如下形式:
当k为偶数时,既顶点采样时,对于U相有
tuoff=Ts{1-Msin[(k×180°)/N]}/2
tuon=Ts{1+Msin[(k×180°)/N]}/2
(4)式
当k为奇数时,即底点采样时,对于U相有
tu`on=Ts{1+Msin[(k×180°)/N]}/2
tu`off=Ts{1-Msin[(k×180°)/N]}/2
(5)式
当k为偶数时,既顶点采样时,对于V相有
tvoff=Ts{1-Msin{[(k-2N/3)×180°]/N}}/2
tv`on=Ts{1+Msin{[(k-2N/3)×180°]/N}}/2
(6)式
当k为奇数时,即底点采样时,对于V相有
tv`on=Ts{1+Msin{[(k-2N/3)×180°]/N}}/2
tv`off=Ts{1-Msin{[(k-2N/3)×180°]/N}}/2
(7)式
当k为偶数时,既顶点采样时,对于W相有
twoff=Ts{1-Msin{[(k+2N/3)×180°]/N}}/2
twon=Ts{1+Msin{[(k+2N/3)×180°]/N}}/2
(8)式
当k为奇数时,即底点采样时,对于W相有
tw`on=Ts{1+Msin{[(k+2N/3)×180°]/N}}/2
tw`off=Ts{1-Msin{[(k+2N/3)×180°]/N}}/2
(9)式
由以上各式即可分别求出U、V、W三相的脉冲宽度。
各式中,采样周期Ts为三角波载波周期的1/2,故Ts与正弦波频率f和载波比N由如下关系:
Ts=1/2Nf
载波比N随频率f分段变化。
因此,采样周期Ts与频率f有确定的关系。
式中的M=Uc/Ur,Uc为正弦波峰值Ur为三角波峰值。
在一定的N值下,M与f有确定的关系,而它们的关系与U-f曲线有关。
变频器工作时,输出线电压有效值与输出频率的关系,即U-f曲线应满足负载的要求。
调频的同时相应的改变调幅比M,以改变脉宽,从而改变输出电压U。
异步电动机的负载特性较为相似,现设U-f曲线为一条通过原点的斜线如图
Uu
0fn
这是一种简单的线性关系,可以用数学表达式确定U-F的关系,即而确定M的值。
当U-f曲线是不通过坐标原点的直线是,仍然可以用数学表达式确定U-f的关系,但当U-f曲线为非线性曲线时,则问题要复杂很多。
这时可以在不同的M下,对输出电压PWM波进行傅立叶级数分析,求出电压基波有效值U对调幅比M的函数关系。
根据这个函数关系以及非线性U-f曲线,就可以建立M与f的函数关系,将M与f的关系制成表格存入E2PROM中,以备查用。
至于正弦函数,可以预先根据不同的N值计算出幅值为1的正弦函数sin(k×180º/N)对应于各k点的值。
把计算结果构成表格,称为基准正弦函数表。
这样在调频范围内有多少个N值就有多少张基准正弦函数表。
当由微机实现控制时,可将个基准正弦函数表存入E2PROM中,以备查用。
由于三相正弦函数具有如式⑵所示的关系,因此,在查表时,用移动查表指针的方法由同一张基准正弦函数表可以确定出U、V、W三相的正弦值。
具体的说,给定频率f,由f所处的范围决定出N的值,然后从与N值对应的一张表中查取某一k值时的sin(k×180º/N)值;将查表的地址指针向后移动2N/3个单元,查得的值即为sin[(k-2N/3)180º/N]值;同理,将查表的地址指针向前移动2N/3个单元,查得的值即为sin[(k+2N/3)180º/N]值。
当k为偶数时,将以上所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑷、⑹、⑻进行运算,就可以得到各相的toff值;当k为奇数时,将所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑸、⑺、⑼进行运算,就可以得到各相的t’on值。
(2)、量化方法
由微机实现SPWM控制时,必须对SPWM控制算法的某些量进行量化。
a、采样周期Ts的量化采样周期Ts由89C52内部定时器T0定时。
89C52采用6MHz晶振,内部定时器T0的计数频率为振荡器的1/12,故定时器T0的计数速率为0.5MHz,即每2×10-6s(2μs)发出一个计时脉冲。
因此,若设在一个采样周期内定时器T0的计数脉冲数为R,则采样周期为
Ts=2×10-6R
因此,使用89C52内部定时器T0定时采样周期Ts,可将Ts量化为计数脉冲R。
而一个采样周期内应有的计数脉冲数R则是由载波比N及频率f决定的,即可得R与f、N的关系如下:
R=106/4Nf
实际上,如后所述,N与f的关系也是确定了的,因此R与f由唯一的对应关系。
由于本系统需要的调频范围是1~60Hz,将f分为五个区段,各区段N与f的关系如下表:
注:
本系统只做出了软启动时需要频段的N值表,如需要其他频段只需要扩大N值表并存入E2PROM内即可。
f(Hz)
N
1~8
45
8~12
30
12~20
21
20~35
15
35~60
9
b、89C52内部定时器T0定时初值由于89C52内部定时器T0为加法计数器,当设定为16位计数器即设定位方式1时,采样周期Ts的定时初值为(216-R)。
c、8253定时器/计数器的定时初值8253计数器0用来定时U相的输出脉宽。
当k位偶数时,8253计数器0定时时间应为:
tuoff=Ts{1-Msin[(k×180°)/N]}/2
当k为奇数时,8253计数器0定时时间应为:
tu`on=Ts{1+Msin[(k×180°)/N]}/2
由于8253计数器0的计数时钟输入线是与89C52的地址锁存允许线ALE直接连接的,而89C52采用6MHz晶振,故ALE的输出频率为1MHz,即每1μs发一个计数脉冲送8253定时器0,由前可知,每2μs发一个计数脉冲时,R个计数脉冲就定时一个采样周期,现在是每1us发一个计数脉冲,因此定时同样的采样周期则需要2R个计数脉冲,即Ts=1×10-6×2R。
因此,这种情况下如将采样周期量化为计数脉冲,即为:
Ts=2R
将此式代入⑾式可得:
tuoff=R-RMsin[(k×180°)/N]k为偶数时
tu`on=R+RMsin[(k×180°)/N]k为奇数时
于是,余下得问题就是如何求M和正弦函数的值。
d、调幅比M当输出电压为U时调幅比为:
M=√2U/Ur
式中,三角波载波峰值Ur是不变的,本例中可取f=50Hz时,M=0.9的条件(注意为了保证电动机的电压不超过额定电压在频率为50~60Hz时M的取值仍为0.9,有恒转矩运行改为恒功率运行)确定:
输出电压为380V时:
Ur=√2×380/0.9=597V
U=380f/50
将上两式代入M的表达式得:
M=√2×380×f/(50×597)
输出电压为220V时:
Ur=√2×220/0.9=346V
U=220f/50
将上两式代入M的表达式得:
M=√2×220×f/(50×346)
按此式进行计算式时,当f变化时M得变化较小。
为此可将M的值扩大256倍,待运算完RMsin(k×180º/N)以后,再缩小256倍(因单片机采用二进制运算为方便其间,扩大28倍)。
e、单位正弦函数sin(k×180º/N)单位正弦函数sin(k×180º/N)的值与载波比N的值及采样点k有关。
对与某一个给定的频率值,可根据它所在的频率区段取定出相应的N值;对应于某一N值可计算出k=2N个正弦函数值,将这些正弦函数值作成正弦函数表。
本系统中有五个频率区段,则就有五张正弦函数表,由于这些正弦函数值都很小,同样可将它们扩大256倍,作成正弦函数表存入E2PROM中,以备查用,待运算完RMsin(k×180º/N)以后,再将其缩小256倍。
由于单相软启动时SPWM波的生成与三相时相同,故在此不再赘述。
2、模糊控制
模糊控制(FUZZYCONTROL)采用语言变量和模糊集合理论形成控制算法,适合非线性及无法得到精确数学模型的系统,具有较好的快速性,并能很好的适应受控对象的信号变化即鲁棒性较强。
(1)、参数自调整模糊控制器设计
基本模糊控制采用e(采样值和预定值之间的偏差)和ec(偏差的变化量)为输入,输出量则为控制量的变化量(在此以u表示),在经过变量的模糊化、基于不同模糊控制规则的模糊推理、模糊判决等步骤后可以得到一张二维的模糊控制查询表,其关键在于建立一个满意的二维控制表。
基本模糊控制其一般只适用于某一类特定的过程,不具有可调参数,没有自适应和自组织能力,无法满足实际系统的要求。
例如设转速偏差的变化范围为[+1500r/min,-1500r/min]时,模糊化可将此变量量化到基本论域[+6,-6]之间,而当转速偏差为[+150r/min,-150r/min]时,对应的模糊集论域为[+0,-0],显然基本模糊控制器的精度是很差的。
为了提高系统精度、减小超调量,采用调整比例因子、量化因子的方法,通过在线调整参数改善系统的响应速度,提高精度。
由于控制系统在控制的各个极端呈现出不同的特点,故应对不同的阶段进行不同的控制策略。
合理的改善基本模糊控制器中的量化因子K1、K2和比例因子Ku对控制器有很大的控制作用,因此在不同的阶段调整它们的大小可提高控制系统的性能。
调整的原则是误差较大和误差变化较大时,采用“粗调”控制,误差较小和误差变化较小时,采用“细调”控制。
这样就可以满足动静的双重要求了。
系统原理图如下图:
eE
Ku
模糊
控制表
对象
K1
d/dt
K2
ecEC
1/a
模糊参
数调整表
a
a、模糊控制表的设计
把系统的偏差e和偏差变化ec作为基本模糊控制器的输入,将它们的论域定为[-6,+6]。
偏差e分为14个档,即-6~+6(含-0,+0),偏差变化ec划分13档,即-6~+6,输出量u的变化范围为[-7,+7],分为15档,即-7~7。
为了将以上三个连续变量离散化,我们将e分成八个级别,每个级别对应一个语言变量。
分别为PB(正大)、PM(正中)、PS(正小)、PZ(正零)、NZ(负零)、NS(负小)、NM(负中)、NB(负大)。
同理我们将偏差变化ec和输出u分为七个级别,分别为PB(正大)、PM(正中)、PS(正小)、ZO(零)、NS(负小)、NM(负中)、NB(负大)。
设偏差e、偏差变化ec和输出u的离散变量分别为E、EC和U,根据控制规则可以构成控制规则表1如下:
E
EC
NB
NM
NS
NZ
PZ
PS
PM
PB
PB
X
X
NS
NM
NM
NM
NB
NB
PM
X
X
NS
NM
NM
NM
NB
NB
PS
PM
PM
ZO
NS
NS
NM
NB
NB
ZO
PB
PB
PM
ZO
ZO
NM
NB
NB
NS
PB
PB
PM
PS
PS
ZO
NM
NM
NM
PB
PB
PM
PM
PM
PS
X
X
NB
PB
PB
PM
PM
PM
PS
X
X
根据表1的48条规则,运用模糊推理,先求出每条模糊规则的Ri,最后求取R=R1ЦR2Ц……ЦR48。
有了R,取E和EC的非模糊观测结果作为输出量,由模糊算法计算出相应控制量的模糊子集U,最后按取隶属函数最大值的原则得到模糊控制表如表2:
EC
E
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
-6
7
6
7
6
7
7
7
4
4
2
0
0
0
-5
6
6
6
6
6
6
6
4
4
2
0
0
0
-4
7
6
7
6
7
7
7
4
4
2
0
0
0
-3
6
6
6
6
6
6
6
3
2
0
-1
-1
-1
-2
4
4
4
5
4
4
4
1
0
0
-1
-1
-1
-1
4
4
4
5
4
4
1
0
0
0
-3
-2
-1
-0
4
4
4
5
1
1
0
-1
-1
-1
-4
-4
-4
0
4
4
4
5
1
1
0
-1
-1
-1
-4
-4
-4
1
2
2
2
2
0
0
-1
-4
-4
-3
-4
-4
-4
2
1
2
1
2
0
-3
-4
-4
-4
-3
-4
-4
-4
3
0
0
0
0
-3
-3
-6
-6
-6
-6
-6
-6
-6
4
0
0
0
-2
-4
-4
-7
-7
-7
-6
-7
-6
-7
5
0
0
0
-2
-4
-6
-6
-6
-6
-6
-6
-6
-6
6
0
0
0
-2
-4
-4
-7
-7
-7
-6
-7
-6
-7
将此表存入E2PROM中,以备查用。
b、模糊参数调整表设计
设第k个采样时刻被控量的偏差为e(k),偏差变化为ec(k),量化后的模糊子集为E(k)和EC(k),则根据模糊合成运算法则输出U(k)可由下述公式决定,即
U(k)=[E(k)XEC(k)]OR
式中X——直积运算符
O——模糊关系合成运算符
R——模糊关系
由于E(k)=K1×e(k),EC(k)=K2×ec(k),则U(k)可以表示为如下关系
U(k)=f[K1×e(k),K2×ec(k)]
U=Ku×U(k)
上式说明输出量u与量化因子K1、K2和比例因子Ku相关。
当E和EC较大时主要应考虑的是系统响应问题,因而可以采用“粗调”的方法,即用降低量化因子K1、K2的方法来降低丢E和EC输入量的分辨率,同时加大比例因子Ku,从而可以获得较大的控制量,使响应加快。
当E和EC较小时说明系统已经接近稳定状态,此式应考虑的问题是系统精度,减少超调量,因而应采取“细调”的方法,即用增大量化因子K1和K2的方法提高对输入变化的分辨率,同时减少输出比例因子Ku,以减少超调量,提高稳态精度。
在不影响控制效果的前提下,我们取K1、K2增加的倍数为K减小的倍数的1/2。
根据自调整的原则和思想,以偏差E和偏差变化EC为输入量,调节倍数α为输出变量。
偏差及偏差变化范围和语言的选取同前面的控制表,输出调节倍数α的论域为{1/8,1/4,1/2,1,2,4,8},分别对应语言变量的CH(高缩)、CM(中缩)、CL(低缩)、OK(不变)、AL(低放)、AM(中放)、AH(高放),根据调整规则可以建立调整规则表3。
E
EC
NB
NM
NS
NZ
PZ
PS
PM
PB
NB
CH
CM
CL
OK
OK
CL
CM
CH
NM
CM
CL
OK
OK
OK
OK
CL
CM
NS
CL
OK
OK
AM
AM
OK
OK
CL
ZO
OK
OK
AL
AH
AH
AL
OK
OK
PS
CL
OK
OK
AM
AM
OK
OK
CL
PM
CM
CL
OK
OK
OK
OK
CL
CM
PB
CH
CM
CL
OK
OK
CL
CM
CH
由表3按照前述方法可建立模糊调整表4。
E
EC
-6
-5
-4
-3
-2
-1
-0
0
1
2
3
4
5
6
-6
1/8
1/8
1/4
1/2
1
1
1
1
1
1
1/2
1/4
1/8
1/8
-5
1/8
1/4
1/4
1
1
1
1
1
1
1
1
1/2
1/4
1/8
-4
1/4
1/2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1/2