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模糊控制电机软启动系统毕业设计论文

模糊控制电机软启动系统设计

[摘要]：

本系统是以AT89C52单片机为核心的电机软启动模糊控制，由软件生成SPWM波，并基于一种参数自调整模糊控制方法进行变频变压软启动,给出了参数自调整方案，根据模糊原理设计出模糊控制表及模糊控制参数调整表，并由软件控制实现单相和三相的转换。

[关键词]：

电机软启动AT89C52单片机SPWM模糊控制参数调整

一、引言：

异步电机由于其结构简单、运行可靠、价格低廉、维护方便、寿命较长等特点被广泛应用于工业、农业生产，但其启动性能较差，启动瞬时电流冲击较大，一般会达到额定电流的4~7倍，有时甚至会达到额定电流的10倍以上，给电机本身、电源及拖动设备造成很大的冲击和伤害，也会影响到同一电网中的其他设备的正常运行。

本文采用单片机技术、模糊控制技术及变频技术进行软启动控制。

这样既解决了电动机由于电压降低而使转矩减少的矛盾，同时也克服了电网电压波动过大而造成对其他用电设备的影响。

并且本系统通过继电器和软件控制，可实现单相及三相电动机的软启动控制。

二、系统硬件及工作原理：

异步电动机在软启动时，必须要考虑的一个重要因素是：

尽量保持电机主磁通为额定值不变。

如果磁通弱，电机铁心不能充分利用，电磁转矩变小，负载能力下降，磁通过强，电机处于过励磁状态，电机会因励磁电流过大而严重发热。

由电机原理可知，异步电机定子每相电动势的有效值为：

E1=4.44f1N1Фm

E1——定子每相感应电动势

f1——定子频率

N1——定子每相绕组有效匝数

Фm——每极磁通

由式中可以看到Фm的值由E1/f1决定，但由于E1难以直接控制所以在电动势较高的时候，可以忽略定子漏阻抗压降而以定子相电压U1俩代替，保证U1/f1的比值不变即可。

在电动势和频率都较低时，定子电阻压降要比漏抗压降大的多，为了能正常启动，本系统采用软件的方法进行低频补偿，保证补偿后的U1/F1仍为常数。

即在降低电压的同时降低频率，以保证电机启动时有较大的力矩。

本系统即采用SPWM控制进行变频变压软启动控制，保持U1/f1不变。

（一）、系统硬件：

本系统的主电路及控制电路如附图

（1）所示。

结构简图如下：

整流电路

A/D转换

AT89C52

驱动电路

电机电流反馈

负载

逆变电路

键盘及显示

各相定时

故障电路

单三相转换

主电路

控制电路

1、主电路：

本系统主电路中AC/DC转换采用三相桥式二极管整流电路，二极管采用400V系列可耐压1600V，开关器件采用开关频率较高的绝缘栅双极晶体管IGBT，IGBT为电压型驱动功率模块，但要驱动IGBT需要由足够的电压幅值与电荷量，还必须考虑到控制信号与主回路强电之间的电位隔离。

基于以上考虑，本系统采用富士电机的EXB841集成驱动电路。

该集成电路抗干扰能力强，集成化程度高，速度快。

模块内部集成有光耦、过流检测保护电路、低速关断电路及饱和保护电路等，保护功能完善。

可实现对IGBT的最优驱动。

驱动电源为一组+20V电源，需由外部接入。

2、控制电路：

控制电路采用AT89C528位单片机作为核心部件，外部扩展1片8253可编程定时器/计数器，1片8155可编程I/O接口，用于扩展LED及键盘，以实现人机对话，1片ADC0809用于对电机转速的采集。

89C52的P1口中的P1.0--P1.5口用于输出SPWM波，与EXB841的控制信号输入端相连,以驱动IGBT，P1.7口外接蜂鸣器用以对故障及停机的指示。

如附图

（1），电路逻辑关系保证，当P1口输出为高电平时，对应的集成光耦截止；当P1口输出为低电平时，对应的集成光耦导通。

以免在89C52给电复位时，P1口的输出全为高电平，造成直通短路。

关于微机控制部分简要说明以下几点：

（1）、采样周期由89C52的内部定时器T0定时；

（2）、89C52扩展了一片8253可编程定时器/计数器，其中计数器0、计数器1、计数器2分别定时U、V、W三相的脉宽。

由89C52的P2.3口与8253的GATE0、GATE1、GATE2直接相连，用一启动三个定时器定时。

任一定时器定时时间到，由定时器的输出端OUT0或OUT1或OUT2经或非门使89C52的INT1有效，发出中断请求信号。

在中断服务程序中，查询P2.4、P2.5和P2.6以判断是哪个定时器时间到，以便进行相应的处理；

（3）、单相电动机软启动时，8253就不再工作而改采用89C52内部定时器T1定时脉宽。

（二）、工作原理：

本系统利用软件生成SPWM波，通过电流反馈对逆变器的输出频率进行模糊控制，电流与输出电压有关系，输出电压由调幅比M（调幅比指正弦调制波与三角载波的幅值之比，这里用M表示，调幅比越大输出电压越高）而在一定的载波比N（载波比指正弦调制波与三角载波的周期之比）下，M与频率f有唯一确定的关系，故可通过f来调整M既而控制I。

系统开机后由键盘输入电源及电动机相数及额定电压，由软件判断进行单相或三相电动机软启动控制，当进行三相电动机软启动控制时，电源及电动机即如附图

（1）所示，将三相电源接入R、S、T端，电动机接入U、V、W端；当进行单相电动机软启动控制时，将单相电源接入R、S端，电动机接入U、V端。

需要注意的是一般电容式单相电动机由于低频下不能形成圆磁场，不能顺利的启动，罩极式单相电动机情况较好。

故在进行单相电动机软启动控制时，所设初始频率较高为10Hz。

1、由软件生成SPWM信号

（1）、生成原理及控制算法

采样型SPWM法有自然采样法、对称规则采样法和不对称规则采样法之分。

不对称规则采样既在三角波的顶点位置A又在底点位置B对正弦波进行采样如下图：

tofftont`ont`off

由采样值形成阶梯波，则此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个三角波的周期内的位置是不对称的。

利用三角形的相似关系，可以得出下式：

toff=Ts（1－Msinωt1）/2

ton=Ts（1+Msinωt1）/2

t`on=Ts（1+Msinωt2）/2

t`off=Ts（1－Msinωt2）/2

（1）式

不对称规则采样法所形成的阶梯波比对称规则采样法时更接正弦波，并有很多的优点，如：

不对称规则采样法在载波比N等于3或3的倍数时逆变器中不存在偶次谐波分量，其高次谐波的幅值也较小。

所以本文采用不对称规则采样法。

对于三相逆变器来讲，要求三相输出电压对称，因而要求有三个相位角互差120º的正弦调制波与同一组三角波相交。

由于相位差120º相当于一周的1/3因此必须取载波比N为3的整数倍。

这样，三相的采样就具有简单的对应关系。

当载波比为N时，每一采样周期对应的角度为360º/2N=180º/N，V相落后于U相120º，即落后于120º/（180º/N）=2N/3个采样周期；而W相超前U相120º，即超前于2N/3个采样周期。

所以，对于同一个采样点k,幅值为1的各相电压采样值为

Uu=sin[（k×180°）/N]

Uv=sin{[（k－2N/3）×180°]/N}

Uw=sin{[（k+2N/3）×180°]/N}

（2）式

式中，k为采样点的序号

k=0，1，2，3，……，（2N-1）（3）式

根据式以上式子，可以将U、V、W三相的toff、ton和t’off、t’on表达式写成如下形式：

当k为偶数时，既顶点采样时，对于U相有

tuoff=Ts{1－Msin[（k×180°）/N]}/2

tuon=Ts{1+Msin[（k×180°）/N]}/2

（4）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于U相有

tu`on=Ts{1+Msin[（k×180°）/N]}/2

tu`off=Ts{1－Msin[（k×180°）/N]}/2

（5）式

当k为偶数时，既顶点采样时，对于V相有

tvoff=Ts{1－Msin{[（k－2N/3）×180°]/N}}/2

tv`on=Ts{1+Msin{[（k－2N/3）×180°]/N}}/2

（6）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于V相有

tv`on=Ts{1+Msin{[（k－2N/3）×180°]/N}}/2

tv`off=Ts{1－Msin{[（k－2N/3）×180°]/N}}/2

（7）式

当k为偶数时，既顶点采样时，对于W相有

tｗoff=Ts{1－Msin{[（k+2N/3）×180°]/N}}/2

tｗon=Ts{1+Msin{[（k+2N/3）×180°]/N}}/2

（8）式

当k为奇数时，即底点采样时，对于W相有

tｗ`on=Ts{1+Msin{[（k+2N/3）×180°]/N}}/2

tｗ`off=Ts{1－Msin{[（k+2N/3）×180°]/N}}/2

（9）式

由以上各式即可分别求出U、V、W三相的脉冲宽度。

各式中，采样周期Ts为三角波载波周期的1/2，故Ts与正弦波频率f和载波比N由如下关系：

Ts=1/2Nf

载波比N随频率f分段变化。

因此，采样周期Ts与频率f有确定的关系。

式中的M=Uc/Ur，Uc为正弦波峰值Ur为三角波峰值。

在一定的N值下，M与f有确定的关系，而它们的关系与U－f曲线有关。

变频器工作时，输出线电压有效值与输出频率的关系，即U－f曲线应满足负载的要求。

调频的同时相应的改变调幅比M，以改变脉宽，从而改变输出电压U。

异步电动机的负载特性较为相似，现设U－f曲线为一条通过原点的斜线如图

0fn

这是一种简单的线性关系，可以用数学表达式确定U－F的关系，即而确定M的值。

当U－f曲线是不通过坐标原点的直线是，仍然可以用数学表达式确定U－f的关系，但当U－f曲线为非线性曲线时，则问题要复杂很多。

这时可以在不同的M下，对输出电压PWM波进行傅立叶级数分析，求出电压基波有效值U对调幅比M的函数关系。

根据这个函数关系以及非线性U－f曲线，就可以建立M与f的函数关系，将M与f的关系制成表格存入E2PROM中，以备查用。

至于正弦函数，可以预先根据不同的N值计算出幅值为1的正弦函数sin（k×180º/N）对应于各k点的值。

把计算结果构成表格，称为基准正弦函数表。

这样在调频范围内有多少个N值就有多少张基准正弦函数表。

当由微机实现控制时，可将个基准正弦函数表存入E2PROM中，以备查用。

由于三相正弦函数具有如式⑵所示的关系，因此，在查表时，用移动查表指针的方法由同一张基准正弦函数表可以确定出U、V、W三相的正弦值。

具体的说，给定频率f，由f所处的范围决定出N的值，然后从与N值对应的一张表中查取某一k值时的sin（k×180º/N）值；将查表的地址指针向后移动2N/3个单元，查得的值即为sin[（k－2N/3）180º/N]值；同理，将查表的地址指针向前移动2N/3个单元，查得的值即为sin[（k＋2N/3）180º/N]值。

当k为偶数时，将以上所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑷、⑹、⑻进行运算，就可以得到各相的toff值；当k为奇数时，将所得的Ts、M以及三个正弦函数值代入式⑸、⑺、⑼进行运算，就可以得到各相的t’on值。

（2）、量化方法

由微机实现SPWM控制时，必须对SPWM控制算法的某些量进行量化。

a、采样周期Ts的量化采样周期Ts由89C52内部定时器T0定时。

89C52采用6MHz晶振，内部定时器T0的计数频率为振荡器的1/12，故定时器T0的计数速率为0.5MHz,即每2×10-6s（2μs）发出一个计时脉冲。

因此，若设在一个采样周期内定时器T0的计数脉冲数为R，则采样周期为

Ts=2×10-6R

因此，使用89C52内部定时器T0定时采样周期Ts，可将Ts量化为计数脉冲R。

而一个采样周期内应有的计数脉冲数R则是由载波比N及频率f决定的，即可得R与f、N的关系如下：

R=106/4Nf

实际上，如后所述，N与f的关系也是确定了的，因此R与f由唯一的对应关系。

由于本系统需要的调频范围是1~60Hz，将f分为五个区段，各区段N与f的关系如下表：

注：

本系统只做出了软启动时需要频段的N值表，如需要其他频段只需要扩大N值表并存入E2PROM内即可。

f（Hz）

1~8

8~12

12~20

20~35

35~60

b、89C52内部定时器T0定时初值由于89C52内部定时器T0为加法计数器，当设定为16位计数器即设定位方式1时，采样周期Ts的定时初值为（216－R）。

c、8253定时器/计数器的定时初值8253计数器0用来定时U相的输出脉宽。

当k位偶数时，8253计数器0定时时间应为：

tuoff=Ts{1－Msin[（k×180°）/N]}/2

当k为奇数时，8253计数器0定时时间应为：

tu`on=Ts{1+Msin[（k×180°）/N]}/2

由于8253计数器0的计数时钟输入线是与89C52的地址锁存允许线ALE直接连接的，而89C52采用6MHz晶振，故ALE的输出频率为1MHz，即每1μs发一个计数脉冲送8253定时器0，由前可知，每2μs发一个计数脉冲时，R个计数脉冲就定时一个采样周期，现在是每1us发一个计数脉冲，因此定时同样的采样周期则需要2R个计数脉冲，即Ts=1×10-6×2R。

因此，这种情况下如将采样周期量化为计数脉冲，即为：

Ts=2R

将此式代入⑾式可得：

tuoff=R－RMsin[（k×180°）/N]k为偶数时

tu`on=R+RMsin[（k×180°）/N]k为奇数时

于是，余下得问题就是如何求M和正弦函数的值。

d、调幅比M当输出电压为U时调幅比为：

M=√2U/Ur

式中，三角波载波峰值Ur是不变的，本例中可取f=50Hz时，M=0.9的条件（注意为了保证电动机的电压不超过额定电压在频率为50~60Hz时M的取值仍为0.9，有恒转矩运行改为恒功率运行）确定：

输出电压为380V时：

Ur=√2×380/0.9=597V

U=380f/50

将上两式代入M的表达式得：

M=√2×380×f/（50×597）

输出电压为220V时：

Ur=√2×220/0.9=346V

U=220f/50

将上两式代入M的表达式得：

M=√2×220×f/（50×346）

按此式进行计算式时，当f变化时M得变化较小。

为此可将M的值扩大256倍，待运算完RMsin（k×180º/N）以后，再缩小256倍（因单片机采用二进制运算为方便其间，扩大28倍）。

e、单位正弦函数sin（k×180º/N）单位正弦函数sin（k×180º/N）的值与载波比N的值及采样点k有关。

对与某一个给定的频率值，可根据它所在的频率区段取定出相应的N值；对应于某一N值可计算出k=2N个正弦函数值，将这些正弦函数值作成正弦函数表。

本系统中有五个频率区段，则就有五张正弦函数表，由于这些正弦函数值都很小，同样可将它们扩大256倍，作成正弦函数表存入E2PROM中，以备查用，待运算完RMsin（k×180º/N）以后，再将其缩小256倍。

由于单相软启动时SPWM波的生成与三相时相同，故在此不再赘述。

2、模糊控制

模糊控制（FUZZYCONTROL）采用语言变量和模糊集合理论形成控制算法，适合非线性及无法得到精确数学模型的系统，具有较好的快速性，并能很好的适应受控对象的信号变化即鲁棒性较强。

（1）、参数自调整模糊控制器设计

基本模糊控制采用e（采样值和预定值之间的偏差）和ec（偏差的变化量）为输入，输出量则为控制量的变化量（在此以u表示），在经过变量的模糊化、基于不同模糊控制规则的模糊推理、模糊判决等步骤后可以得到一张二维的模糊控制查询表，其关键在于建立一个满意的二维控制表。

基本模糊控制其一般只适用于某一类特定的过程，不具有可调参数，没有自适应和自组织能力，无法满足实际系统的要求。

例如设转速偏差的变化范围为[+1500r/min，-1500r/min]时，模糊化可将此变量量化到基本论域[+6，-6]之间，而当转速偏差为[+150r/min，-150r/min]时，对应的模糊集论域为[+0，-0]，显然基本模糊控制器的精度是很差的。

为了提高系统精度、减小超调量，采用调整比例因子、量化因子的方法，通过在线调整参数改善系统的响应速度，提高精度。

由于控制系统在控制的各个极端呈现出不同的特点，故应对不同的阶段进行不同的控制策略。

合理的改善基本模糊控制器中的量化因子K1、K2和比例因子Ku对控制器有很大的控制作用，因此在不同的阶段调整它们的大小可提高控制系统的性能。

调整的原则是误差较大和误差变化较大时，采用“粗调”控制，误差较小和误差变化较小时，采用“细调”控制。

这样就可以满足动静的双重要求了。

系统原理图如下图：

模糊

控制表

对象

d/dt

ecEC

1/a

模糊参

数调整表

a、模糊控制表的设计

把系统的偏差e和偏差变化ec作为基本模糊控制器的输入，将它们的论域定为[-6，+6]。

偏差e分为14个档，即-6~+6（含-0，+0），偏差变化ec划分13档，即-6~+6，输出量u的变化范围为[-7，+7]，分为15档，即-7~7。

为了将以上三个连续变量离散化，我们将e分成八个级别，每个级别对应一个语言变量。

分别为PB（正大）、PM（正中）、PS（正小）、PZ（正零）、NZ（负零）、NS（负小）、NM（负中）、NB（负大）。

同理我们将偏差变化ec和输出u分为七个级别，分别为PB（正大）、PM（正中）、PS（正小）、ZO（零）、NS（负小）、NM（负中）、NB（负大）。

设偏差e、偏差变化ec和输出u的离散变量分别为E、EC和U，根据控制规则可以构成控制规则表1如下：

根据表1的48条规则，运用模糊推理，先求出每条模糊规则的Ri，最后求取R=R1ЦR2Ц……ЦR48。

有了R，取E和EC的非模糊观测结果作为输出量，由模糊算法计算出相应控制量的模糊子集U，最后按取隶属函数最大值的原则得到模糊控制表如表2：

-6

-5

-4

-3

-2

-1

-6

-5

-4

-3

-1

-2

-1

-3

-2

-1

-0

-1

-4

-1

-4

-1

-4

-3

-4

-3

-4

-3

-4

-3

-6

-2

-4

-7

-6

-7

-6

-7

-2

-4

-6

-2

-4

-7

-6

-7

-6

-7

将此表存入E2PROM中，以备查用。

b、模糊参数调整表设计

设第k个采样时刻被控量的偏差为e（k），偏差变化为ec（k），量化后的模糊子集为E（k）和EC（k），则根据模糊合成运算法则输出U（k）可由下述公式决定，即

U（k）=[E（k）XEC（k）]OR

式中X——直积运算符

O——模糊关系合成运算符

R——模糊关系

由于E（k）=K1×e（k），EC（k）=K2×ec（k），则U（k）可以表示为如下关系

U（k）=f[K1×e（k），K2×ec（k）]

U=Ku×U（k）

上式说明输出量u与量化因子K1、K2和比例因子Ku相关。

当E和EC较大时主要应考虑的是系统响应问题，因而可以采用“粗调”的方法，即用降低量化因子K1、K2的方法来降低丢E和EC输入量的分辨率，同时加大比例因子Ku，从而可以获得较大的控制量，使响应加快。

当E和EC较小时说明系统已经接近稳定状态，此式应考虑的问题是系统精度，减少超调量，因而应采取“细调”的方法，即用增大量化因子K1和K2的方法提高对输入变化的分辨率，同时减少输出比例因子Ku，以减少超调量，提高稳态精度。

在不影响控制效果的前提下，我们取K1、K2增加的倍数为K减小的倍数的1/2。

根据自调整的原则和思想，以偏差E和偏差变化EC为输入量，调节倍数α为输出变量。

偏差及偏差变化范围和语言的选取同前面的控制表，输出调节倍数α的论域为{1/8，1/4，1/2，1，2，4，8}，分别对应语言变量的CH（高缩）、CM（中缩）、CL（低缩）、OK（不变）、AL（低放）、AM（中放）、AH（高放），根据调整规则可以建立调整规则表3。

由表3按照前述方法可建立模糊调整表4。

-6

-5

-4

-3

-2

-1

-0

-6

1/8

1/4

1/2

1/4

1/8

-5

1/8

1/4

1/2

1/4

1/8

-4

1/4

1/2

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