基于UC3842的反激式开关电源设计.docx

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基于UC3842的反激式开关电源设计

基于UC3842的反激式开关电源设计

　　摘要：

采用安森美公司的电流控制型脉宽调制芯片UC3842为一款1kW铅酸蓄电池充电器控制电路设计了输出功率为25W的辅助电源。

根据文献[5]设计了UC3842的外围电路，分析了输出反馈控制回路用元器件参数的计算方法，并结合给定功率场效应管最大耐压值设计了反激式高频变压器，最后将按照设计参数制作的样机安装到充电器控制板上，充电器在满载状态下工作稳定。

实验结果表明：

样机工作稳定可靠，具有良好的静态特性和动态特性。

　　高频开关稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻等突出优点而得到了广泛应用。

传统的开关电源控制电路普遍为电压型拓扑，只有输出电压单闭控制环路，系统响应慢，线性调整率精度偏低。

随着PWM技术的飞速发展产生的电流型模式拓扑很快被大家认同和广泛应用。

电流型控制系统是电压电流双闭环系统，一个是检测输出电压的电压外环，一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环，具有更好的电压调整率和负载调整率，稳定性和动态特性也得到明显改善。

UC3842是一款单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片。

本设计采用UC3842制作一款1kW铅酸电池充电器控制板用的辅助电源样机，并对其进行工作环境下的测试。

　　1UC3842的工作原理

　　UC3842内部组成框图如图1所示。

其中：

1脚是内部误差放大器的输出端，通常此脚与2脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。

2脚是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压（一般为2.5V）进行比较，产生误差电压。

3脚是电流检测输入端，与取样电阻配合，构成过流保护电路。

当电源电压异常时，功率开关管的电流增大，当取样电阻上的电压超过1V时，UC3842就停止输出，可以有效地保护功率开关管。

4脚外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率。

5脚接地。

6脚是输出端，此脚为图腾柱式输出，能提供±1A的峰值电流，可驱动双极型功率开关管或MOSFET.7脚接电源，当供电电压低于16V时，UC3842不工作，此时耗电在1mA以下。

输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。

芯片工作后，输入电压可在10~30V之间波动，低于10V则停止工作。

工作时耗电约为15mA.8脚是基准电压输出，可输出精确的5V基准电压，电流可达50mA.由图1（b）可见，它主要包括误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。

UC3842的电压调整率可达0.01%,工作频率为500kHz.

图1UC3842管脚图和内部结构图

　　2反激变换器的设计

　　此次设计的反激变换器是从1kW充电器全桥开关电源初级侧高压直流部分取电作为输入电压。

反激变换器预定技术指标如下。

　　输入电压：

240~380VDC;输出电压：

12VDC;输出电流：

2A;纹波电压：

±500mV;输出功率：

25W;效率：

85%;开关频率：

65kHz;占空比：

小于40%。

　　如图2所示，电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路4部分组成。

主电路采用单端反激式拓扑，它是升降压斩波电路演变后加隔离变压器构成的，该电路具有结构简单，效率高，输入电压范围宽等优点。

工作模式选择在断续模式到临界模式之间。

功率开关管选用N?

?

MOSFETSTP9NK70ZFP（700V,5A）。

次级整流二极管选用肖特基二极管SR540（40V,5A）.

　　控制电路是整个开关电源的核心，控制的好坏直接决定了电源整体性能。

这个电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。

电路电流环控制采用UC3842内部电流环，电压外环采用TL431和光耦PC817构成的外部误差放大器，误差电压直接送到UC3842的1脚。

误差电压与电流比较器的同相输入端3脚经采样电阻采集到初级侧电流进行比较，从而调节输出端脉冲宽度。

2脚接地。

R4,C5是UC3842的定时元件，决定UC3842的工作频率，此设计中R4=5.6kΩ，C5=3300pF.当UC3842的1脚电压低于1V时，输出端将关闭;当3脚上的电压高于1V时，电流限幅电路将开始工作，UC3842的输出脉冲中断。

开关管上波形出现"打嗝"现象，从而可以实现过压、欠压、限流等保护功能。

图2系统原理图

　　3反馈回路参数的计算

　　反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817构成外部误差电压放大器。

并将输出电压和初级侧隔离。

如图2所示，R11、R12是精密稳压源的外接控制电阻，决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。

当输出电压Vo升高时，取样电压VR13也随之升高，设定电压大于基准电压（TL431的基准电压为2.5V）,使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定;反之，输出电压下降引起设定电压下降，当输出电压低于设定电压时，误差放大器的输出电压下降，片内驱动三极管的输出电压升高，最终使UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。

　　从TL431技术资料可知，参考输入端的电流为2μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻R13的电流为TL431参考输入端电流的100倍以上[6],所以：

　　这里选择R13=10kΩ，根据TL431的特性可以计算R12:

　　其中，TL431参考输入端电压Uref=2.5V。

　　TL431的工作电流Ika范围为1~150mA,当R9的电流接近于零时，必须保证Ika至少为1mA,所以：

　　其中，发光二极管的正向压降Uf=1.2V。

　　UC3842的误差放大器输出电压摆幅0.8V

图3PC817集射极电压Vce与二极管正向电流If的关系图

　　PC817的电流传输比CTR=0.8~1.6,当Ic=7mA时，考虑最坏的情况，取CTR=0.8,此时要求流过发光二极管最大电流：

　　所以：

　　其中，Uka为TL431正常工作时的最低工作电压，Uka=2.5V.发光二极管能承受的最大电流为50mA,TL431最大电流为150mA,故取流过R9的最大电流为50mA。

　　R9的取值要同时满足式（5）和式（6）,即162

　　4基于MOS管最大耐压值的反激变压器设计

　　由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压Vdcmin=240V,Vdcmax=380V,预设效率η=85%,工作频率f=65kHz,电源输出功率Pout=25W。

　　变压器的输入功率：

　　根据面积乘积法来确定磁芯型号，为了留有一定裕量，选用锰锌铁氧体磁芯EE25/20,电感量系数AL=1750nH/N2,初始磁导率μi=2300,有效截面积Ae=42.2mm2.

　　因为所选的MOS管的最大耐压值VMOSmax=700V.在150V裕量条件下所允许的最大反射电压：

　　最大占空比：

　　初级电流：

　　初级最大电感量：

　　其中，f是开关频率，Hz.

　　初次级匝数比：

　　初级匝数：

　　其中，磁感应强度Bw=0?

?

23T;由于此变换器设计在断续工作模式k=1（连续模式k=0.5）。

磁芯气隙：

　　次级匝数：

　　辅助绕组匝数：

　　其中，Va是辅助绕组电压，V.

　　为了减小变压器漏感，采用夹心式绕法，初级绕组分Np1（78T）和Np2（78T）两部分绕制，如图4所示，Np1绕在骨架最里层，次级绕组Ns绕在Np1和Np2之间，辅助绕组绕Na在最外层。

图4变压器绕制示意图

　　5样机测试结果及分析

　　直流输入电压300V时所测结果如图5所示。

图5MOSFET栅源极电压波形图

　　从图5可以看出：

开关管驱动脉冲前沿电压比较陡峭，电压上升很快，而且上升沿有一定过冲，可以加快开关管的开通，驱动电平适中，满足驱动要求。

开关管驱动脉冲占空比随着负载的加大而增大，以满足输出电压的需要。

带载2A时，占空比达到31.33%.

图6MOSFET漏源极间电压波形图

　　从图6可以看出：

当负载为额定负载2A时，变换器可靠地工作在断续模式。

继续加大负载可以看到变换器的工作状态从断续模式到连续模式的过渡过程。

钳位电路经调试以后，使漏源极电压小于MOSFET的最大耐压750V,并有一定余量，从而保护了MOSET,延长使用寿命。

　　如图7所示，PWM控制器UC3842从采样电阻取得的流经MOSFET电流波形。

2A额定负载下峰值0.93V,小于1V,控制器内部限幅电路不工作，变换器可以稳定工作。

大于1V时，控制器会关闭驱动输出，变换器停止工作。

实现过载保护功能。

图73脚C/S端电流检测波形图（带载2A时）

　　从图5-图7可以看到，从轻载到重载的负载条件过渡中，所设计的变换器从电流断续模式到电流临界连续模式下工作。

满载效率87?

?

8%,负载调整率2?

?

5%,电压调整率0?

?

056%.测试结果证明样机工作稳定可靠，具有良好的静动态特性而且符合预定的性能指标。