数字信号基带传输系统的仿真实现21.docx

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数字信号基带传输系统的仿真实现21

摘要

数字基带传输系统是《通信原理》课程中非常重要的一部分基础性内容。

在某些有线信道中，特别是在传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以不经过调制和解调过程在信道中直接传送，这种通信系统我们称它为基带传输系统。

它不仅用于低速数据传输，而且还用于高速数据传输。

本次综合训练通过分析数字基带信号传输的特性,运用MATLAB动态系统仿真平台SIMULINK进行仿真,在对数字基带传输系统进行分析基础上，描述了仿真模型的建立、实现以及仿真结果分析,并分析系统的误码率。

关键词：

数字基带传输系统；MATLAB；Simulink；眼图

前言

为了加深对通信系统的理解，其中的一些概念、原理往往需要用实验来澄清，而且该实验几乎无法用硬件实现;一些替代性的实验，其实验结果由于受多种因素影响，也往往不能满足要求。

因此，开发一套数字基带传输系统仿真实验软件是很有必要的。

在某些有线信道中，特别是在传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以不经过调制和解调过程在信道中直接传送，这种通信系统我们称它为基带传输系统。

它不仅用于低速数据传输，而且还用于高速数据传输。

通信在不同的环境下有不同的解释，在出现电波传递通信后通信（Communication）被单一解释为信息的传递，是指由一地向另一地进行信息的传输与交换，其目的是传输消息。

然而，通信是在人类实践过程中随着社会生产力的发展对传递消息的要求不断提升使得人类文明不断进步。

随着时代的变迁，信息潮流的冲击，通信越来越被人们重视。

伴随信息时代的到来，通信技术也在不断地发展。

目前，通信技术已广泛应用于办公自动化、企业管理与生产过程控制、金融与商业电子化、军事、科研、教育信息服务、医疗卫生等领域。

Internet技术发展迅速，全球性信息高速公路建设的浪潮正在兴起。

人们已经意识到：

通信正在改变着人们的工作方式与生活方式，网络与通信技术已成为影响一个国家与地区经济、科学与文化发展的重要因素之一。

现代社会发展越来越快，这要求通信系统功能越来越强，可靠性越来越高，因此通信系统的构成就越来越复杂。

在仿真软件设计中采用了Mathworks公司的MATLAB作为仿真工具，其仿真平台SIMULINK具有可视化建模和动态仿真的功能。

用SIMULINK构造仿真系统，方法简单直观，开发的仿真系统使用时间流动态仿真，可以准确描述真实系统的每一细节，并且在仿真进行的同时具有较强的交互功能，易于使用。

另外该软件还具有较好的可扩展性和可维护性。

本文给出了采用仿真工具SIMULINK，设计数字基带传输系统仿真实验软件的系统定义、模型构造的过程。

通过对仿真结果分析和误码性能测试表明，该仿真系统完全符合实验要求。

数字信号的传输方式有两种：

基带传输和频带传输。

在数字传输系统中，其传输的对象通常是二进制数字信号，它可能是来自计算机、电传打字机或其它数字设备的各种数字脉冲，也可能是来自数字电话终端的脉冲编码调制（PCM）信号。

这些二进制数字信号的频带范围通常从直流和低频开始，直到某一频率，我们称这种信号为数字基带信号。

它不经过调制而直接传送的方式，即发送端不使用调制器，接收端也不使用解调器。

第1章数字信号基带传输系统

1.1数字信号基带传输系统的理论分析

1.1.1数字基带传输系统模型及工作原理

数字信号的传输方式按其在传输中对应的信号的不同可分为数字基带传输系统和数字频带传输系统。

在某些有线信道中，特别是在传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以不经过调制和解调过程在信道中直接传送，这种不使用调制和解调设备而直接传输基带信号的通信系统，我们称它为基带传输系统。

而在另外一些信道，特别是无线信道和光信道中，数字基带信号则必须经过调制过程，将信号频谱搬移到高频处才能在信道中传输，相应地，在接收端必须经过解调过程，才能恢复数字基带信号。

我们把这种包括了调制和解调过程的传输系统称为数字载波传输系统。

数字基带传输系统的模型如图1.1所示，它主要包括信道信号形成器、发送滤波器、信道、接收滤波器、抽样判决器、同步提取电路等部分。

1）系统总的传输特性如式（1-1）

（1-1）

是信道中的噪声。

2）基带系统的工作原理：

信源是不经过调制解调的数字基带信号，信源在发送端经过发送滤波器形成适合信道传输的码型，经过含有加性噪声的有线信道后，在接收端通过接收滤波器的滤波去噪，由抽样判决器进一步去噪恢复基带信号，从而完成基带信号的传输

。

1.1.2数字基带信号的要求

数字基带传输系统的输入信号是由终端设备或编码设备产生的二进制脉冲序列，通常是单极性的矩形脉冲信号（NRZ码）。

为了使这种信号适合于信道的传输，一般要经过码形变换器，把单极性的二进制脉冲变成双极性脉冲（如AMI码或3HDB码）。

发送滤波器对码脉冲进行波形变换，以减小信号在基带传输系统中传输时产生的码间串扰。

信号在传输过程中，由于信道特性不理想及加性噪声的影响，会使接收到的信号波形产生失真，为了减小失真对信号的影响，接收信号首先进入接收滤波器滤波，然后再经均衡器对失真信号进行校正，最后由取样判决器恢复数字基带脉冲序列。

目前，虽然在实际使用的数字通信系统中，基带传输方式不如数字载波传输方式那样应用广泛，但由于数字基带传输系统是数字通信系统中最基本的传输方式，而且从理论上来说，任何一种线性载波传输系统都可以等效为基带传输系统，因此理解数字信号的基带传输过程十分重要。

不同形式的数字基带信号（又称为码型）具有不同的频谱结构，为适应信道的传输特性及接收端再生、恢复数字基带信号的需要，必须合理地设计数字基带信号，即选择合适的信号码型。

适合于在有线信道中传输的数字基带信号形式称为线路传输码型。

一般来说，选择数字基带信号码型时，应遵循以下基本原则：

1.数字基带信号应不含有直流分量，且低频及高频分量也应尽量的少。

在基带传输系统中，往往存在着隔直电容及耦合变压器，不利于直流及低频分量的传输。

此外，高频分量的衰减随传输距离的增加会快速地增大，另一方面，过多的高频分量还会引起话路之间的串扰，因此希望数字基带信号中的高频分量也要尽量的少。

2.数字基带信号中应含有足够大的定时信息分量。

基带传输系统在接收端进行取样、判决、再生原始数字基带信号时，必须有取样定时脉冲。

3.基带传输的信号码型应对任何信源具有透明性，即与信源的统计特性无关。

这一点也是为了便于定时信息的提取而提出的。

信源的编码序列中，有时候会出现长时间连“0”的情况，这使接收端在较长的时间段内无信号，因而同步提取电路无法工作。

为避免出现这种现象，基带传输码型必须保证在任何情况下都能使序列中“1”和“0”出现的概率基本相同，且不出现长连“1”或“0”的情况。

当然，这要通过码型变换过程来实现。

码型变换实际上是把数字信息用电脉冲信号重新表示的过程。

此外，选择的基带传输信号码型还应有利于提高系统的传输效率；具有较强的抗噪声和码间串扰的能力及自检能力。

实际系统中常常根据通信距离和传输方式等不同的要求，选择合适的基带码型。

对不同的数字基带传输系统，应根据不同的信道特性及系统指标要求，选择不同的数字脉冲波形。

原则上可选择任意形状的脉冲作为基带信号波形，如矩形脉冲、三角波、高斯脉冲及升余弦脉冲等。

但实际系统常用的数字波形是矩形脉冲，这是由于矩形脉冲易于产生和处理。

下面我们就以矩形脉冲为例，介绍常用的几种数字基带信号波形。

1）单极性波形（NRZ）这是一种最简单的二进制数字基带信号波形。

这种波形用正（或负）电平和零电平分别表示二进制码元的“1”码和“0”码，也就是用脉冲的有无来表示码元的“1”和“0”，这种波形的特点是脉冲的极性单一，有直流分量，且脉冲之间无空隙，即脉冲的宽度等于码元宽度。

故这种脉冲又称为不归零码（NRZ---NonReturntoZero）NRZ波形一般用于近距离的电传机之间的信号传输。

2）双极性波形在双极性波形中，用正电平和负电平分别表示二进制码元的“1”码和“0”码，这种波形的脉冲之间也无空隙。

此外，从信源的统计规律来看，“1”码和“0”码出现的概率相等，所以这种波形无直流分量。

同时这种波形具有较强的抗干扰能力。

故双极性波形在基带传输系统中应用广泛。

3）单极性归零波形（RZ）这种波形的特点是脉冲的宽度（τ）小于码元的宽度（T），每个电脉冲在小于码元宽度的时间内总要回到零电平，故这种波形又称为归零波（RZ---ReturntoZero）。

归零波形由于码元间隔明显，因此有利于定时信息的提取。

但单极性RZ波形中仍含有直流分量，且由于脉冲变窄，码元能量减小，因而在匹配接收时，输出信噪比较不归零波形的低。

4）双极性归零波形这种波形是用正电平和负电平分别表示二进制码元的“1”码和“0”码，但每个电脉冲在小于码元宽度的时间内都要回到零电平，这种波形兼有双极性波形和归零波形的特点。

5）差分波形（相对码波形）信息码元与脉冲电平之间的对应关系是固定不变的（绝对的），故称这些波形为绝对码波形，信息码也称为绝对码。

所谓差分波形是一种把信息码元“1”和“0”反映在相邻信号码元的相对电平变化上的波形，差分波形中，码元“1”和“0”分别用电平的跳变和不变来表示，即用相邻信号码元的相对电平来表示码元“1”和“0”，故差分波形也称为相对码波形。

6）多电平脉冲波形（多进制波形）上述各种波形都是二进制波形，实际上还存在多电平脉冲波形，也称为多进制波形。

由于数字基带信号是数字信息的电脉冲表示，不同形式的基带信号（又称为码型）有不同的频谱结构和功率谱分布。

不同的码型有不同的优点，常用的码型有单/双极性码、非归零/归零码、数字双相码（曼彻斯特码）、密勒码、AMI码、HDB3码。

下面对常见的各种码型进行简单的介绍。

（1）、单/双极性码：

单极性码是用电平1来表示二元信息中的‘1’，用电平0来表示二元信息中的0，电平在整个码元的持续时间里保持不变，记做NRZ码。

双极性码与单极性码的区别仅在于它用电平-1来表示二元信息中的‘0’。

（2）、非归零/归零码：

归零码与非归零码的区别仅在于，非归零码在整个码元持续时间内保持电平值不变，而归零码的码元持续时间的前一半时间内保持，而后一半时间内回到0。

（3）、数字双相码（曼彻斯特码）：

此种码型采用在一个码元的持续时间中央时刻从0到1的跳变来表示1，从1到0的跳变来表示0。

或者与之相反用在一个码元的持续时间中央时刻从0到1的跳变来表示0，从1到0的跳变来表示1。

（4）、密勒码：

该码型是双相码的变型。

它采用码元中央时刻跳变表示信息1即前半时间的电平和前一码元的后半时间的电平相同，中间跳变。

遇到信息0做如下处理：

首先对0的码元在整个持续时间内保持同一电平值，其次若此0的前一信息是一则码元的电平同前面信息1的码元后半时间电平相同，若前一信息为0，则与前面码元的电平相反。

（5）、AMI码：

AMI码是传号交替反转码。

其编码规则是将消息码中的“1”交替变成“+1”和“-1”，将消息码中的“0”仍保持为“0”。

（6）、HDB3码:

HDB3码的全称是3阶高密度双极性码。

首先将信息码变换成AMI码，然后检查AMI码中连0的情况，没有发现4个以上连0的码元串时码型不需变换，仍为AMI码的形状。

若发现4个以上连0的码元串时，则根据相应规则把第四个0变换成相应符号

。

1.1.3基带系统设计中的码间干扰及噪声干扰

  码间干扰及噪声干扰将造成基带系统传输误码率的提升，影响基带系统工作性能。

1、间干扰及解决方案

  1）码间干扰：

由于基带信号受信道传输时延的影响，信号波形将被延迟从而扩展到下一码元，形成码间干扰，造成系统误码。

发生码间串扰时，脉冲会被展宽，甚至重迭到邻近时隙中去成为干扰。

发生码间串扰时，脉冲会被展宽，甚至重迭到邻近时隙中去成为干扰。

假如传输的一组码元是1110、采用双极性码、经发送滤波器后变为升余弦波形所示。

经过信道后产生码间串扰，前3个“1”码的拖尾相继侵入到第4个“0”码的时隙中，如图1.2所示。

图1.2码间串扰示意图

无码间串扰的基带传输特性：

一个好的基带传输系统，应该在传输有用信号的同时能尽量抑制码间串扰和噪声。

为便于讨论，先忽略信道噪声，同时把基带传输系统模型作一简化，如图1.3所示。

图1.3基带传输系统的简化图

图中

，为发送滤波器、信道、接收滤波器之总和，是整个系统的基带传输特性。

如果无码间串扰，系统的冲激响应满足式（1-2）：

（1-2）

即抽样时刻（

点）除当前码元有抽样值之外，其它各抽样点上的取值均应为0。

根据频谱分析，可以写出

（1-3）

满足此式（1-3）的H（ω）就是能实现无码间串扰的基带传输函数。

2）解决方案：

  ①要求基带系统的传输函数H（ω）满足奈奎斯特第一准则式（1-4）：

  （1-4）

若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。

②基带系统的系统函数H（ω）应具有升余弦滚降特性。

如图1.4所示。

这样对应的h（t）拖尾收敛速度快，能够减小抽样时刻对其他信号的影响即减小码间干扰。

图1.4升余弦滚将特性

  2）噪声干扰及解决方案

  噪声干扰：

基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输，加性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。

  解决方案：

  ①在接收端进行抽样判决；②匹配滤波，使得系统输出信噪比最大

。

1.2数字信号基带传输系统设计方案

1.2.1信源

  1）常见的基带信号波形有：

单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双极性归零波形。

双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。

而单极性波形的极性单一，虽然易于用TTL，CMOS电路产生，但直流分量大，要求传输线路具有直流传输能力，不利于信道传输。

  2）归零信号的占空比小于1，即：

电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平，这样的波形有利于同步脉冲的提取。

  3）基于以上考虑采用双极性归零码——曼彻斯特码作为基带信号。

1.2.2发送滤波器和接收滤波器

  基带系统设计的核心问题是滤波器的选取，根据1．2的分析，为了使系统冲激响应h（t）拖尾收敛速度加快，减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性；要得到最大输出信噪比，就要使接收滤波器特性与其输入信号的频谱共扼匹配式（1-5）。

（1-5）

同时系统函数满，H（ω）=GT（ω）GR（ω）考虑在t0时刻取样，上述方程改写式（1-6）

（1-6）

于是有式（1-7）

（1-7）

因此，在构造最佳基带传输系统时要使用平方根升余弦滤波器作为滤波器。

1.2.3信道

  信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。

信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。

因此本次系统仿真采用高斯白噪声信道。

1.2.4抽样判决器

  抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。

抽样判决关键在于判决门限的确定，由于本次设计采用双极性码，故判决门限为0

。

第2章SIMULINK下数字基带信号传输系统的设计

2．1信源

  曼彻斯特的编码规则是这样的，即将二级制码“1”编成“10"，将“0”码编成“01”，在这里由于采用了二进制双极性码，则将“1”编成“+1-1”码，而将“0”码编成“-1+1”码。

采用SIMULINK中的BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）、UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）、PulseGenerator（脉冲生成器）、Constant（常数源模块）、Add（加法器）、Product（乘法器）、Scope（示波器）构成曼彻斯特码生成电路。

模型连接方法如图2.1所示。

图2.1曼彻斯特码生成电路

曼切斯特码如图2.2所示。

图2.2曼切斯特码

模块参数设置：

BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）的Prpbabilityofazero（零码概率）设为0．5，Sampletime（采样时间）设为0.001，如图2.3（a）。

PulseGenerator（脉冲生成器）的Amplitude（幅度）设为2，Period设为2，Pulsewidth（脉冲宽度）设为1，占空比为1/2，Phasedelay（相位延迟）设为0，表示不经过延迟，Sampletime设置为1/2000，如图2.3（b）。

（a）BernoulliBinaryGenerator参数（c）Constant参数

（b）PulseGenerator参数（d）UnipolartoBipolarConverter参数

图2.3信源产生模块参数设置

Constant（常数源模块）的Constantvalue设为-1。

如图2.3,如图2.3（c）。

UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）的M-arynumber设为2，如图2.3（d）。

  BernoulliBinaryGenerator用于产生1和0的随机信号，经过UnipolartoBipolarConverter变为双极性信号；PulseGenerator用于产生占空比为1/2的单极性归零脉冲（2020），经过Add加法电路减一后成为双极性脉冲（+1-1+1-1）。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的1码与第2路（+1-1）码相乘得到（+1-1），第1路-1码与第2路（+1-1）码相乘得到（-1+1）码，这就是曼彻斯特码

。

2．2发送滤波器和接收滤波器、信道

为了减小码间干扰，在最大输出信噪比时刻输出信号，减小噪声干扰，传输模块由Upsample（内插函数）、DiscreteFilter根升余弦传输滤波器、AWGNChannel（高斯信道）、DiscreteFilter根升余弦接收滤波器模块组成，其2.4如图所示：

图2.4发送滤波器和接收滤波器、信道设计图

模块参数设置：

AWGNChannel（高斯信道）的Mode选为SNR，SNR设为11，如图2.5（a）。

DiscreteFilter根升余弦传输滤波器的Numerator设为rcosine（2,10,'fir/sqrt',0.5,10），Sampletime设为1/10000，如图2.5（b）。

Upsample的Upsamplefactor设为10，如图2.5（c）。

DiscreteFilter根升余弦接收滤波器设置与传输滤波器模块相同。

（a）AWGNChannel参数（b）DiscreteFilter参数

（c）Upsample参数

图2.5发送滤波器和接收滤波器、信道参数

2．3抽样判决器

利用PulseGeneratorl、Product、Relay、TriggeredSubsystem、Downsample构成抽样判决电路，并通过PulseGeneratorl、Constant、Add、Product模块对接收到的曼彻斯特码进行解码，其抽样判决电路及曼彻斯特码解码电路如图2.6所示：

模块参数设置：

PulseGeneratorl的Amplitude设为1，Period设为10，Pulsewidth设为1，Sampletime设为1/20000；Relay的Switchonpoint和Switchoffpoint都设为0，Outputwhenon设为1，Outputwhenoff设为-1，当采样点的幅值大于0则判为1，小于0则判为-1；Downsample的Downsamplefactor设为10；曼彻斯特码解码模块与编码模块设置相同。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的（+1-1）码与第2路（+1-1）码相乘得到+1码，第1路（-1+1）码与第2路（+1-1）码相乘得到-1码，这就对曼彻斯特码进行了解码。

图2.6抽样判决电路及曼彻斯特码解码电路

第3章基带传输系统设计总图及其仿真结果

3．1基带传输系统设计总图及各点输出波形

基带传输系统设计总图如图3.1所示。

图3.1基带传输系统的设计总图

Scope1的波形如图3.2所示。

图3.2Scope1的波形

第一行波形是对曼彻斯特码进行10被升速率采样后的波形，将该信号送到传输滤波器中，滤除高频成分得到第二行波形，第三行是第二行波形进过加性高斯白噪声信道传输并通过接收滤波器滤除噪声后的波形，第四行是经过抽样判决器抽样和判决再生产生的曼彻斯特码

。

Scope2的波形如图3.3所示。

从图中的波形来看，传输是有效的。

第一行是信源端发送的信号波形，第二行是接收端收到的信号波形，与第一行的基带信号比较，波形相同，这说明所设计的基带系统没有产生误码，达到了抗码间干扰和抗噪声干扰的目的。

图3.3Scope2的波形

3．2眼图观测结果

如图3.4为接收滤波器观察到的眼图，在信噪比为11dB下观察眼图，“眼睛”睁开的角度很大，且没有“杂线”，说明系统在该信噪比下具有很好的抗码间干扰能力。

图3.4接收滤波器观察到的眼图

3．3发送信号和接收信号的功率谱如图3.5。

图3.5左边为发射信号功率谱,右边为及接收信号功率谱

3．4传输过程的误码率

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为11dB时误码率约为0.0002；

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为12dB时误码率约为0.00003；

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为13dB时误码率为0。

如图3.6。

SNR为11dB时的误码率SNR为12dB时的误码率SNR为12dB时的误码率

图3.6传输过程的误码率

通过上图的分析,误码率产生的主要原因是信道中信噪比的大小,噪声过大会对信号造成干扰,从而使接收端产生误码。

总结

三个星期的综合训练，通过自己的努力，认真学习相关的仿真软件，通过设计前后的分析，大大提高了自己解决问题的能力。

此次综合训练建立一个基带传输模型，采用曼彻斯特码作为基带信号，发送滤波器为平方根升余弦滤波器，接收滤波器与发送滤波器相匹配，实现了匹配滤波、减小系统码间干扰，通过抽样判决与曼彻斯特码再生电路恢复信号。

通过此次综合训练使我更加清晰的了解一个通信系统的构造，对信号编码、发送、接收、解码原理都有了清晰的认识，也使我对Simulink中各个模块的作用及参数设置有了更深一步的认识。

综合训练的几天时间大部分在调整参数上，也使我体会到把书本上的知识与实际运用相结合不是那么容易的，各个模块之间的参数都要得到很好的配合才能达到想要的效果。

计算机仿真是根据被研究的真实系统的模型,利用计算机进行实验研究的一种方法。

它具有利用模型进行仿真的一系列优点,如费用低,易于进行真实系统难于实现的各种试验,以及易于实现完全相同条件下的重复试验等。

用计算机对通信原理实验进行仿真,可以节约资金,并且保证了实验效