平均电流控制.docx

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平均电流控制

平析了细分特点，并详控流法和峰值电流法的制摘：

要讨论了平均电。

形波实验最后提供了流法控制芯片UC3854BN的应用，均电

；偿斜坡补因数校正；；峰值电流控制；功率关键词：

平均电流控制

荡振次谐波

平均电流法和峰值电流法的比较1

制控模式控制和电压路拓扑分为电流模式的我们知道开关功率电路电

输、宽大、增益带应快、补偿电路简化态，由于电流模式控制具有动反

分制式控。

电流模了越来越广的应用取出电感小、易于均流等优点而得

检际将实流法是控制两种。

峰值电模为峰值电流模式控制和平均电流式

图如，进行比较值输入PWM比较器流的电感电流和电压外环设定的电测

流电感实际电平均电流法是将。

峰值电流法的电流环增益较低所1示。

电通过大器，的电流误差放益定的理想电流接到一个高增压和电外环设

齿的锯幅值器，和一个大电流误差放大再接到PWM比较放流误差大器将

。

所示图2）比较，如器波（即振荡的坡度

：

点以下缺比主要有和平均电流模式控制相峰值电流模式控制

流电关开升沿（即制是将电感电流的上式声1）对噪敏感峰值电流模控

翻出器输PWM比较电流达到设定值，瞬电）同设定的流值相比较，当态

小）很度即（到设定值的坡升将功率开关管关断。

电感电流上转/LU-UOin关开。

每次受噪声干扰控更小，所以这种制方法易度，特别是小时坡Uin就压小电电路的一个尖峰。

并且耦合到控制管通断时都会产生一个噪声

。

波纹生很大的波运做模式而产能使开关管迅速关断，使电路处于次谐功使钟脉冲比较，当时是将电流放大器的输出和晶振而平均电流模式而

抗式电流模低值，所以平均率开关管开通后，晶振幅度迅速降到了一个。

强能力干扰值峰时％50于小和％50于大）比空占（D是别分4图及3图偿补坡斜需）2．

，值定电流设压放大器输出的的电感电流波形图。

其中Ue是电电流控制

中图率。

从沿及下降沿斜感流，、分别是电电流的上升是扰动电IoΔmm21动时扰D>50％I1变小，而扰动电流引起的电流误差Δ可以看出当D<50％时

工路时电式控制在％值差变大。

所以峰电流模电流引起的电流误D>50ΔI1补，电路路。

对于Buck稳加坡度补偿以定电较不作稳定，需给PWM比器是，但算并恒定便，所以补偿值于计，偿坡度是由于输出电压恒定U/Lo（是度，补偿坡性；对于Boost电路补偿电路还是增加了整个电路的复杂使这恒定，偿，所以补值不输由于入电压随电网波动而变化），

UU/Loin导并的性能电降低了路生，很多时候会发过补偿，络定设计的固补偿网

度坡补偿够供足的晶控制用振幅度来提式均变了致波形畸。

而平电流模

。

路偿电外加补无，而须

比空随着占控制模式中示如值误差图5所,峰值电流均3）具有尖峰值/平

偿补过斜坡。

虽然可以通同、平感不、的同，电电流的均值也不DDII2211路电增加了来获得不同占空比下一致的电感电流，如图6所示，但这也。

性杂复的

即，的值Ue设定电流跟随误差电压电流模式控制的实质是使平均电感峰但。

降为一阶整个系统由二阶电感用一个恒流源来代替，从而使可将感电于路中由在差值，在BUCK电法电感电流的平均值和峰值间存值电流用正作环的校且存在电压外对电感电流的平均值很小，并电流的纹波相跟值要中，峰；在BOOST电路平均值的这种误差可以忽略，所以峰值和是其流，尤大，在低电所以和平均值间的误差很随输入电网的正弦波，输使，它会误差最大输入电流过零时，这种电流不连续时，如每半周期但，变小流的纹波个大电感来使电感电入电流波形畸变。

这时就需要一

。

力扰能降低抗干电流的坡度变窄，这将使电感

要重个制的一峰是电流模式控生次谐波振荡内部电流环的增益尖4）产

路致电，导相移超出范围峰发生在1/2开关频率处，使问题。

这种增益尖时冲动脉续固定的驱次谐波振荡。

导致在连工作不稳定，使电压环进入波谐次偿来抑制。

这时也需斜坡补，输出占空比却在变化，如图7所示

。

荡振

控制电路设计2UC3854BN

均、平路的拓扑用数校正电路，采了电因功计我们设的率P=1200WBoosto：

下数如芯片。

电路参电流法的控制电路及UC3854BN的控制～）％～％（电输入压：

V275V=165220=U75125in：

率关开频kHz=80fs>0.95η：

率效．

1001：

比：

变压器变检测：

压出电输V410U=DCo0.993>：

PF功率因数Hμ：

600电感Ω15阻：

检测电计设部分2.1功率

计设电感1）

点算为计该时刻选以计算电感时取小输入电压最时电感电流最大，所感电，含量越多波关，允许的纹和感的大小还开关中允许的纹波有。

电（ILIN峰值线电流的20％。

最大的波，一般选纹含量为线电流峰值值越小。

比空时的占D为电流峰值PK）发生在最小的输入电压时，

择容选输出电2）

、电压直流波电流、输出次和开关频率纹波电流、谐出输电容的大小

波纹关频率电流等于开电输出保持时间有关。

容波输出纹电压、功率及

式公计算出电容的输当考虑保持时间时，谐电流和波电流之和。

C100Hzo为

内范围压在一定后输入关断，输出电电式中：

容的保持时间，指t——H；s～50μ一般为15间保存的时，

。

电压最小工作负荷U——omin波纹流波电、间，只考虑纹，一般按～选取若不考虑保存时12μF/WCo。

选，在此压，则按选取电FμC=1C2000.2μF/Woo择选极管的二率MOS管和3）功二压。

升择，，，，主管选pFI=20ACIRFP460=870U=500VR=0.27ΩMOSOSSDS（ON）DSSD要（25ns复时间反APT30S60B，30A/600V，向恢二快选极管择高频速恢复极管。

）75ns求小于

。

极管的栅电阻到开关一放信动号被TC4424大后接个10Ω的驱UC3854BN的

路电法器乘法器/除4）根是作用示。

该电路的器乘是核UC3854的心一法/除法器电路，如图8所波流电形准流弦个生，电半正后整据流的弦波压产一正电标波际实，IMO．

功高取得，所以能的入电压正弦波形跟形就踪该波形，即相当于跟踪输：

下程如其设计过率因数。

）5.5V围0～工作范Uff设定范围1.5～4.7V，——选择Uff分压电阻（

有则Uff=1.5V，165×0.9）时（165V其平均值为设低进线电压0.9/1.5=99:

1165×

则，kΩ阻Rff3为10设分压电

，－－设，则，10010=880kΩR=900R=10×99=990kΩ=100kΩRff1TOTALff2为定波极点滤二阶滤波器，、分别并联滤波电容、构成RCCRff1ff3ff2ff2:

定的过程确是根据如下的15Hz（fp=15Hz），滤波极点

输器响乘法小将直接影）倍频（正弦半波，而的大由于是二100HzUUffin求要。

因此次谐波分量并,使该正弦半波包含4出的100Hz正弦半波的大小

度速响应压幅值的虑到乘法器对输入电时尽量为平滑的直流量，同考Uff得获为了低，并且的转折频率不能太要快，为此要求该二阶低通滤波器

谐起的失真引一频率。

当由于点大带宽，要求两阶滤波器的极在同最Uff经市电于输入以下时，又由限波谐失真的百分比被制在1.5％真波失占总

增的滤波器该二阶低通％次谐波失真为66.7，因此桥式整流后产生的二=0.025/66.7％1.5％：

益为

系关率的转折频级为0.15。

根据增益与增滤两平分给级低通波器的益每fc=15频率以转折率频fin=2×50=100Hz，所信已：

增益AV=fc/fin，知输入号的

小大电容的算此计滤波，Hz由

RM0阻算电计——

时载大负进线电压最低出乘且线最低进电压时法器输为，最AI=100μ1VAC公6V值大最为）出输的器大放差误压电（，UEA，因此根据乘法器输出式

并所以大于，出，极点频率应因为上的电压是乘法器的输RCR100HzRM0M0为电容声抑制联噪C123350nF）≈10×100×4.5×C≤1/（2πfR）=1/（2πMO12p。

择为实验选1nFC12计设环4）电流率关频后在开电流环补偿相必须进行电流环位补偿。

，为了稳定运行

工控制电流益完成平均应低频的零点响提供高增。

附近提供平稳增益在开当降沿，电流的下要大器的增益配合电感误。

作在开关频率附近差放。

度的坡应配合晶振关关管断时，则

率关频应率为（开，单位增益交越频计本设开关频率14kHzfc1/6f=80kHzs因，值是合适的带电流，10kHz的宽跟流），但本电环的主要工作是踪线低或率上，频须设置在交越在交越频率定。

电流环的零点必此将f=10kHzc率频于交越度有45°，低设置在交越频率上，相位裕于交越频率处。

如所。

扰小冲低、干度的系统工作稳定、过相位裕度更大点。

45°相位裕一率的开关频）。

当极点高于处置以将零点频率在交越频率（kHzff=10zz极，感性对噪声的敏为率制环的频响应。

了减少响会点，半时极不影控（处频率在极点频率开关计近关设点通常置在开频率附。

本设设置fp：

下过算程如简）。

略计=80fkHzP为益的率部分增功点零处Gid（s）

=0.26

功和益电流环增增益，即GCA=1。

而整因为交越频率处个电流环为单位有则1，之积为率部分增益

计环设）电压5部率路，功容的一阶电的低频模式是电流源驱动电Boost电路输出部分－有式具容，该模源，输出电容组成该电分和电流反馈环组成该电流定稳起偿，比，电压环也必须补20db/10倍频的增益特性。

为了工作稳定

压电小。

线电流畸变路电压环更需要的是保持输入性，功率因数校正电误压波；电上的工频二次谐环的带宽必须设计为足够低以衰减输出电容

因使功率差放大器也必须有足够的相位裕度以在相位上跟踪输入电流，。

高提数．

计再始，谐波电压开出电容上允许的二次电压环部分的设计从计算输波谐次器的二由此算出电压放大算电压放大器允许的输出二次谐波，及

压电益和率部分的增以算出电压环的补偿电容。

功增益，由该增益值可率频出交越环的增益为1算环的增益组成整个电压环的增益，整个电压

：

下程如的电阻。

计算过。

再由交越频率算出补偿网络输出电容的纹波电压为UOPK

实验结果3

计设该可以看出13图、图14所示。

波到设根据以上计所得的实验形如

。

目标设计，数0.993效率0.95的很好地完成了功率因

结论4

对、定性点，在电路稳本文分析了平均电流控制和峰值电流控制的特控流电值峰于优要制控流电均平，面方等便简计设路电和性感敏的声噪

电正因数校率在应片制芯UC3854用功控式模流电均平种一将又后然。

制

。

果效用应的好良了得取，中路