PWM整流技术在光伏并网发电系统中的应用.docx
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PWM整流技术在光伏并网发电系统中的应用
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第３９卷第６期２００５年１２月
电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．６Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００５
ＰＷＭ整流技术在光伏并网发电系统中的应用
禹华军，潘俊民
（上海交通大学，上海２０００３０）摘要：
基于ＰＷＭ整流技术，并通过控制逆变器开关的导通顺序调节逆变器直流侧的电容电压。
理论分析表明，利用ｄ，变换生成ＰＷＭ脉冲控制逆变器开关，可使逆变器和滤波电感工作在Ｂｏｏｓｔ电路状态。
这一方法解决了多功ｑ能光伏并网发电系统在光伏电池输出能力降低时的直流侧电压恒定问题，从而使得系统的无功补偿功能不受影响。
仿真和实验结果验证了这一方法的可行性。
关键词：
脉宽调制；整流技术；无功功率补偿／光伏发电系统中图分类号：
ＴＭ４６１，ＴＭ６文献标识码：
Ａ文章编号：
１０００－１００Ｘ（２００５）０１３２－０４０６－
ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆＰＷＭＲｅｃｔｉｆｉｅｒｉｎＧｒｉｄ－ＣｏｎｎｅｃｔｅｄＰＶＳｙｓｔｅｍ
ＹＵＨｕａ－ｊｕｎ，ＰＡＮＪｕｎ－ｍｉｎ
（ＳｈａｎｇｈａｉＪｉａｏｔｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ２０００３０，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：
ＢａｓｅｄｏｎｔｈｅｔｅｃｈｎｉｑｕｅｏｆＰＷＭｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ＤＣｖｏｌｔａｇｅｏｆｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｗａｓａｄｊｕｓｔｅｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｔｈｅｔｈｅｓｗｉｔｃｈｏｒｄｅｒｏｆｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｅｌｅｍｅｎｔｓ．ＴｈｅｃｉｒｃｕｉｔｓｃｏｎｓｉｓｔｅｄｏｆｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｆｉｌｔｅｒｉｎｇｉｍｐｅｄａｎｃｅｓｃａｎｗｏｒｋａｓｔｈｅｑＢｏｏｓｔｃｉｒｃｕｉｔｓｉｎｔｈｅｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓｔｈａｔｔｈｅｓｐｅｃｉａｌＰＷＭｄｒｉｖｉｎｇｐｕｌｓｅｓａｒｅｇｅｎｅｒａｔｅｄｂｙｔｈｅｄ，ｔｒａｎｓｆｏｒｍ．ＴｈｉｓｍｅｔｈｏｄｋｅｅｐｓｔｈｅＤＣｖｏｌｔａｇｅｏｆｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｓｔｅａｄｙｅｖｅｎｗｈｅｎｔｈｅｏｕｔｐｕｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅＰＶｃｅｌｌｓｉｓｄｅｃｒｅａｓｅｄｉｎｔｈｅｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄＰＶｗｈｉｃｈｐｒｏｔｅｃｔｓｔｈｅｆｕｎｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｒｏｍｔｈｅｆｌｕｃｔｕａｔｅｏｆｔｈｅＤＣｖｏｌｔａｇｅ．Ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｖｅｓｙｓｔｅｍ，ａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｖａｌｉｄａｔｅｔｈｅｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｉｓｍｅｔｈｏｄ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：
ＰＷＭ；ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ；ｒｅａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ／ＰＶｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍ
１
引
言
２
系统结构
光伏发电技术在近几年得到了飞速的发展，其中以户用系统为主，并逐步发展为屋顶发电系统和并网发电系统，后者可节省直流环节的蓄电池，既能实现集中供电，又能实现分布式供电，对电能的利用但是，光伏和更加灵活，因此具有很好的发展前景［１］，并网系统存在一个缺憾，即当光伏电池输出能力降低时，如阴天或晚上，整个发电系统将停止运行。
对此，已提出了一种多功能并网发电技术，在不增加硬件设备的前提下，利用光伏逆变系统实现对电网的无功补偿，从而大大提高了整个系统的利用率［２］。
然而，在这样一个多功能并网系统中，系统的无功补偿功能需要直流侧电压维持恒定，由于没有蓄电池的储能作用，当光伏电池输出能力降低时，直流侧电压将不能维持。
本文引入ＰＷＭ整流技术，通过对逆变器开关状态的控制实现了电能的双向流动，从而保证在光伏电池输出能力降低的情况下直流侧电压维持恒定，且无功补偿功能不受影响。
理论分析和仿真实验结果验证了这一技术的可行性。
定稿日期：
２００５－０３－０１作者简介：
禹华军（，湖南人，博士，研究方向１９７７－）男，为电力电子技术及光伏发电技术。
在此，针对１０ｋＷ以下光伏并网系统进行研究，光伏并网系统与本地负载相连，再通过投闸开关连接到配电网上。
这类系统的特点是能直接挂接在在满足本地负载需求的基础上同时３８０Ｖ配电网上，向电网输送多余的功率。
作为分布式供电电源，如屋顶光伏发电等，这种并网系统将是未来光伏发电应用的发展趋势。
图１示出光伏并网发电系统的结构框图。
它依次由光伏模块、逆变器、电网、Ｂｏｏｓｔ电路、负载以及控制部分构成。
其中，控制部分又包括电网电压频率与相位检测、最大功率跟踪（、ＭＰＰＴ）直流侧电压Ｕｄｃ控制和无功电流的检测与控制等环节。
从而提高Ｂｏｏｓｔ电路独立完成对光伏电池的ＭＰＰＴ，光伏电池的转换效率。
ＭＰＰＴ使用导纳增量法，该法不受后面逆变器工作状态的影响，因此能单独进行控制。
然而，逆变器不仅要向电网输送有功功率Ｐｄ，而且还要补偿一定的无功电流ｉｗ，因此其控制较为复杂。
本文通过ｄ，变换，实现了对有功电流ｉｄ和ｉｗｑ的分离，利用直流侧检测电压与直流侧参考电压经过ＰＩ调节后作为ｉｄ分量的参考值ｉｄ＊；Ｕｄｃ＊的误差，同时通过检测负载电流的无功分量，将其作为逆变器补偿ｉｗ的参考值，即可实现并网发电和无功补偿的同步控制。
通过理论分析可得，当逆变器的输出电
１３２
ＰＷＭ整流技术在光伏并网发电系统中的应用
压ｕｏ高于电网电压ＵＳ时，逆变器输出感性的无功功率Ｐｗ；当逆变器的ｕｏ低于ＵＳ时，逆变器输出容性的Ｐｗ；而当逆变器向电网发送Ｐｄ时，逆变器的ｕｏ相位超前ＵＳ相位；当逆变器从电网吸收Ｐｄ时，逆变器的ｕｏ相位滞后ＵＳ相位。
到５４０Ｖ，而在感性无功补偿时，希望Ｕｄｃ达到７００Ｖ，显然纯粹利用整流是不行的。
若控制逆变器的开关，使得逆变器工作在ＰＷＭ整流状态，此时的逆变器和滤波电感将等效成一个Ｂｏｏｓｔ电路，从而实现对Ｕｄｃ的提升。
图２示出逆变系统原理图。
当采用双极性调制时，开关管的导通顺序可有多种图２逆变系统原理图控制方式。
１给出了３种开关开通和关断的顺序，表这３种方式将在不同时段内先后出现。
图１光伏并网发电系统结构框图
表１３种开关方式序号方式１ＶＳ４，３，５开ＶＳＶＳＶＳ１，２，６关ＶＳＶＳＶＳ４，６，５开ＶＳＶＳＶＳ１，２，３关ＶＳＶＳＶＳ４，６，２开ＶＳＶＳＶＳ１，３，５关ＶＳＶＳＶＳ４，６，５开ＶＳＶＳＶＳ１，２，３关ＶＳＶＳＶＳ４，３，５开ＶＳＶＳＶＳ１，２，６关ＶＳＶＳＶＳ１，３，５开ＶＳＶＳＶＳ４，２，６关ＶＳＶＳ方式２ＶＳ１，６，２开ＶＳＶＳＶＳ３，４，５关ＶＳＶＳＶＳ１，６，５开ＶＳＶＳＶＳ３，４，２关ＶＳＶＳＶＳ１，３，５开ＶＳＶＳＶＳ２，４，６关ＶＳＶＳＶＳ１，６，５开ＶＳＶＳＶＳ３，４，２关ＶＳＶＳＶＳ１，６，２开ＶＳＶＳＶＳ３，４，５关ＶＳＶＳＶＳ４，６，２开ＶＳＶＳＶＳ３，１，５关ＶＳＶＳ方式３ＶＳ１，３，２开ＶＳＶＳＶＳ６，４，５关ＶＳＶＳＶＳ４，３，２开ＶＳＶＳＶＳ６，１，５关ＶＳＶＳＶＳ４，６，２开ＶＳＶＳＶＳ３，１，５关ＶＳＶＳＶＳ４，３，２开ＶＳＶＳＶＳ６，１，５关ＶＳＶＳＶＳ１，３，２开ＶＳＶＳＶＳ６，４，５关ＶＳＶＳＶＳ１，３，５开ＶＳＶＳＶＳ６，４，２关ＶＳＶＳ
考虑到无功补偿的需要，ＵＳｘ＝３８０Ｖ时，当设定这样可将ＢｏｏｓｔＵ＝７００Ｖ。
对Ｕｄｃ进行控制是必要的，电路输出的功率尽可能地变送出去，同时在光伏的输出功率有限，甚至停止工作时，能从电网吸收一定的从而维持无功补偿所需的Ｕｄｃ。
与传统的误差比较ｉｄ，不一样，文中Ｕｄｃ＊作为误差比较器的负端输入，而其＊正端输入则为Ｕｄｃ的反馈信号。
Ｕｄｃ＞Ｕｄｃ时，当误差信＊号为正，逆变器输出的ｉｄ正向增加，即向电网提供有＊功能量；反之，Ｕｄｃ＜Ｕｄｃ时，当从电网吸收有功能量以维持Ｕｄｃ的恒定。
由于直流侧电容Ｃ本身并不消耗有功能量，这部分能量只是用来补偿逆变器开关管的损耗，所以从电网吸收的ｉｄ很小。
＊ｄｃ
１２３４５６
３应用ＰＷＭ整流技术调节Ｕｄｃ
为了解决Ｕｄｃ的波动问题，在该逆变系统控制中引入了ＰＷＭ整流的概念。
在图１的系统框图中，若从电网侧向光伏逆变系统侧看去，此时系统恰好是一个典型的ＰＷＭ整流系统。
ＰＷＭ整流器的最大优点就是能使整流器的输入电流波形接近正弦，从而提高系统的功率因数。
在此，ＰＷＭ整流技术的对应用是为了获得一个可控的逆变器输出电流。
本文给出的并网发电系统结构中，逆变器输出端连接的也能在整个电３个电感Ｌ１，２，３，ＬＬ既能起滤波作用，路中实现对电流流向的控制。
由于电感的电网侧电压被ＵＳ所箝制，因此只要调节电感逆变器侧的基波电压即可控制电感中电流的大小和方向，这也正是ＰＷＭ整流技术的幅相控制原理［３］。
当逆变器并入电网运行时，由于开关管旁路二极管的存在，实际上逆变器运行在整流和逆变双重功能下。
当逆变器开关不工作时，电网将通过旁路二但这时Ｃ的最高电压ｕＣｍａｘ也只能达极管对Ｃ充电，
鉴于篇幅，本文只讨论方式１工作状态下的电压与电流关系，其它方式可通过同样的方法进行分析。
由于开关频率比较高，设定为２０ｋＨｚ，在一个开关周期内可假定ＵＳ不变，假设此时的三相线电压分别为Ｕｂａ＝２８０Ｖ，ｃａ＝５４０Ｖ，ｃｂ＝２６０Ｖ。
图３给出不同ＵＵ开关方式下的电路拓扑结构。
图３不同开关方式下的电路拓扑结构
（状态１（４，３，５开；１，２，６关）１）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ图３ａ为ＶＳ４，３，５开；１，２，６关的开ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ１３３
第３９卷第６期２００５年１２月
电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．６Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００５
关状态拓扑结构。
在该状态下，４，３和ＶＳ５形成ＶＳＶＳ环路。
Ｌ１和Ｌ３的电流ｉＬ１和ｉＬ３下降，２的电流ｉＬ２上Ｌ升，此时Ｃ充电。
由图可见，若向Ｃ充电，必须为ｉＬ１正值，此时虽然ＶＳ４开通，但电流方向从开关管的Ｓ极流向Ｄ极，因此实际上是ＶＤ４导通。
ｉＬ２和ｉＬ３中至少一个为负，由于开关管旁路二极管的存在，因此无论哪个电流为负，电流拓扑都不受影响。
（状态２（４，６，５开；１，２，３关）２）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ图３ｂ为ＶＳ４，６，５开；１，２，３关的开ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ关状态拓扑结构。
在该状态下，４，６和ＶＳ５形成ＶＳＶＳ环路。
ｉＬ１和ｉＬ３上升，下降，此时Ｃ充电。
与状态１ｉＬ２类似。
ｉＬ３为负值，电流通过ＶＤ５流向Ｃ。
（状态３（４，６，２开；１，３，５关）３）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ图３ｃ为ＶＳ４，６，２开；１，３，５关的开ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ关状态拓扑结构。
在该状态下，２，４，６和ＶＤ１ＶＳＶＳＶＳ形成环路。
ｉＬ２和ｉＬ３下降，上升，上的电压ｕＣ不ｉＬ１Ｃ变。
由于Ｕｃａ＝５４０Ｖ＞０Ｖ，此时ｉＬ１为正，为负。
ｉＬ３（状态４（４，６，５开；１，２，３关）４）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ该工作状态同于状态２。
（状态５（４，３，５开；１，２，６关）５）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ该工作状态同于状态１。
（状态６（１，３，５开；４，２，６关）６）ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ图３ｄ为ＶＳ１，３，５开；４，２，６关的工ＶＳＶＳＶＳＶＳＶＳ作状态拓扑结构。
在该状态下，１，３，５和ＶＤ２ＶＳＶＳＶＳ形成环路。
ｉＬ２和ｉＬ３下降，上升，Ｃ不变。
由于Ｕｃａ＝ｉＬ１ｕ此时ｉＬ１为正，为负。
５４０Ｖ＞０Ｖ，ｉＬ３由上述分析可见，在上桥臂或下桥臂同时开通，即时段３和时段６时，电网对电感进行充电，Ｃ不变；ｕ而在其它４个时段，电感放电的同时，Ｃ进行充电。
对这一过程实际上实现了对ｕＣ的提升，符合Ｂｏｏｓｔ电路特性。
由此发现，只要控制逆变器开关的导通顺序，就能对输出电感中的电流进行控制，从而调节ｕＣ。
定，但因开关损耗的存在，Ｕｄｃ将下降并低于Ｕｄｃ＊，导致ｉｄ＊变为负值，此时逆变器将从电网吸收ｉｄ，而图４Ｕｄｃ与逆变器输出ｉｄ分量的仿真结果从维持Ｕｄｃ恒定。
当Ｕｄｃ＞７００Ｖ时，＊变为正，此时逆变ｉｄ器将输出一部分ｉｄ，并使Ｕｄｃ下降到７００Ｖ。
仿真还发现，当系统工作在无功补偿状态时，Ｕ受到无功补偿量的影响，同时也受到逆变器调制深度及输出电感大小的影响。
无功补偿需求量越大，ｄｃ＊也就越大；逆变器调制深度越大，则在一定Ｕ＊的Ｕｄｃ下能补偿更大的无功功率；输出电感越大，在＊一定无功补偿量时Ｕｄｃ也越大。
这是因为逆变器输出的ｉｗ，其性质与大小是由逆变器的输出基波幅值和ＵＳ幅值决定的。
图５示出某一时间段，即仿真时间为０．０５６６ｓ～０．０５６８ｓ内Ｌ１上的电压ｕＬ１和电流ｉＬ１波形以及对应的开关状态。
图５ａ为对应开关状态下ＶＳ１～ＶＳ６的触发脉冲ＶｇＶＳ１～ＶｇＶＳ６波形；图５ｂ为不同开关状态下的ｕＬ１和ｉＬ１波形。
图这５ａ表明，一时间段的开关状态正好对应前述图５仿真波形的方式１；图５ｂ验证了方式１下ｕＬ１和ｉＬ１的变化规律。
仿真结果还表明，该时间段的ｉＬ１始终为正值；始终为负值；ｉＬ３另外，虽然状ｉＬ２在一个较大的范围内正负交替变化。
态１和状态５相同，但因二者持续的时间不一样，故Ｌ１上的电压、电流变化趋势相同，但幅值却不尽相同。
这点，状态２和状态４也一样。
仿真结果分析表明，控制ＶｇＶＳ１～ｇＶＳ６，可以改变Ｖ逆变器输出滤波电感上电压、电流的方向和幅值，从
＊ｄｃ
４仿真与实验结果
基于Ｍａｔｌａｂ建立了光伏并网发电系统的仿真模型，并单独对Ｕｄｃ控制进行了仿真分析，其结果发现，当不对逆变器开关进行控制时，ｄｃ在旁路二极Ｕ管的作用下最终约能稳定在５４０Ｖ，当系统引入直流＊侧的闭环控制，则将Ｕｄｃ设定为７００Ｖ。
图４示出Ｕｄｃ与逆变器输出ｉｄ分量的仿真结果。
其中ｉｄ是逆变器输出电流经过ｄ，变换后得到的实际输出ｉｄ分量。
ｑ在开关合闸瞬间，ｕＣ＝０，因此时出现一个较大的冲击电流，Ｕｄｃ迅速上升到一个较高值，１．７ｋＶ。
使即当最终在７００Ｖ附近波动。
不考虑有功输Ｕｄｃ稳定后，出，即光伏电池无输出，则在理想情况下，ｄｃ维持恒Ｕ１３４
ＰＷＭ整流技术在光伏并网发电系统中的应用
而实现对Ｕｄｃ的调节。
由于受开关频率的限制，Ｕｄｃ出现了一定的波动，开关频率越大，电压纹波越小。
针对该设计方案，以ＴＭＳ３２０Ｆ２４０型ＤＳＰ和ＰＭ２５ＲＳＢ１２０型ＩＰＭ构建了光伏并网发电系统的逆变实验电路。
滤波电感设计值为４５０μ磁芯采用铁Ｈ，氧体，气隙设定为２．２ｍｍ。
逆变器采用ＳＰＷＭ控制，载波频率ｆｚ＝１２ｋＨｚ，调制深度ｄ＝０．９。
实验电路中，该系统通过一个１０ｋＶＡ的调压器和一个三相隔离变压器连接到电网。
为方便起见，测试时设定调压器的输出电压有效值为３０．８Ｖ，即输出滤波电感电网侧的电压值。
６给出分别设定ｉｄ＝－１Ａ和ｉｄ＝－３Ａ时，图逆变器的输出电流ｉｏ、逆变器直流侧电流Ｉｄｃ及Ｕｄｃ波形。
桥的整流作用得到电压测量值为８４．４ｍＶ，对应的当设定的ｉｄ为负时，即逆Ｕｄｃ＝３７．５Ｖ。
实验结果表明，变器向电网吸收Ｐｄ时，ｄｃ得到提升。
而且Ｕｄｃ的幅Ｕ值可通过控制ｉｄ的设定值进行调节。
５
结束语
提出的多功能光伏并网发电系统很好地解决了
光伏电池输出能力降低时，系统利用率下降的问题。
由于直流侧没有蓄电池等储能设备，光伏源输出有功功率的降低，导致了直流侧电压不能维持恒定。
本文利用通过控制逆变器开关ＰＷＭ整流技术中的Ｂｏｏｓｔ特性，导通顺序来控制逆变器输出有功电流的方向和大小，从而调节直流侧电压。
这一方法不仅有效，而且实现起来简单，有功电流的方向和大小由直流侧电压与参考电压的偏差决定。
在直流侧电压维持恒定的前提下，系统的无功补偿特性并不受有功电流控制的影响。
参考文献
［１］赵玉文．太阳能利用的发展概况和未来趋势［Ｊ］．中国电力．２００３，９）３８（：
６３￣６９．潘俊民．一种同时实现无功补偿的光伏并网发电［２］禹华军，待发表）技术［Ｊ］．上海交通大学学报（２００５年增刊，．［３］李伟，张黎．两种ＰＷＭ整流器控制方法的比较和仿真［Ｊ］．吉林电力．２００１，５：
３６￣３９．
图６实验结果
其中对ｉｏ的测量放大倍数为２．２；ｄｃ的测量放Ｉ大倍数为０．２７；ｄｃ的测量放大倍数为０．００２２５。
由图Ｕ６ａ可得，ｄｃ的测量值为３２８ｍＶ，对应的Ｕｄｃ＝Ｕ由图６ｂ可得，ｄｃ的测量值为５１６ｍＶ，对应１４５．８Ｖ；Ｕ的Ｕｄｃ＝２２９．３Ｖ。
当逆变器不工作时，直流侧通过逆变该图表明，ＶＳ１开通前，ｕｄｓＶＳ１在其已下降到零，从而实现了零电压开通；通过ＣＶＳ，可实现零电压关断，这验证了理论分析的正确性。
（上接第１１５页）
图４ａ示出不同Ｐｏ时样机的效率η曲线，其最高时可达９３．５％，满载时可为９０．５％。
图４ｂ示出不同Ｌｌｋ下，ｏ随Ｉｏ变化的外特性曲线。
可见，ｏ随Ｉｏ的增加ＵＵ而下降，ｌｋ越大，外特性越软，实现ＺＶＳ的范围越宽；Ｌ外特性越硬，实现ＺＶＳ的范围越窄。
Ｌｌｋ越小，
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因此应综合考虑各方面因素，合理选择Ｌｌｋ的大小。
对图４ｂ轻载时Ｕｏ高于ｎＵｉｎ＝４２０Ｖ作以下解释，即轻载时，Ｉｏ断续，因开关管导通时是励磁电流通过ＶＤＶＳ１续流，变压器初级绕组的电压将是Ｕｉｎ加上所以Ｕｏ将会高于ｎＵｉｎ，即高于４２０Ｖ。
ＶＤＶＳ１的压降，
６
结
论
图３ｕｇＶＳ１，ｄｓＶＳ１，ＶＤ１和ｉｐ１的实验波形ｕｕ
介绍了一种新颖的零电压开关推挽正激直流变压器，它通过漏感实现开关管的零电压开关。
本文分析了其实现零电压开关的条件和输出电压的外特性，它能被广泛用于两级结构的系统中。
参考文献
［１］［２］ＧＩｖｅｎｓｋｙ，Ａｂｒａｍｏｖｉｔｚ，Ｇｕｌｋｏ，ａｌ．ＡＲｅｓｏｎａｎｔＤＣ－ＡＭｅｔＤＣＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ［Ａ］．ＩＥＥＥＡＰＥＣ′９２［Ｃ］．１９９２：
７３１～７３７．ＪｉａｎｐｉｎｇＹｉｎｇ，ＱｉｕｈｕａＺｈｕ，ＨｕａＬｉｎ，ａｌ．ＡＺｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ－ｅｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＳ）Ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｆｏｒＵＰＳ［Ａ］．ＩＥＥＥＰＥＤＳ′０３［Ｃ］．２００３：
１４９５～１４９９．［３］ＯｔｔｅｎＤＭ，ＳｃｈｌｅｃｈｔＭＦ．ＡＨｉｇｈ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙＭｗｅｅｎｅＬＨ，１．５ｋＷ，３９０～５０Ｖｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒＯｐｅｒａｔｅｄａｔ１００％Ｄｕｔｙ－ｒａｔｉｏ［Ａ］．ＩＥＥＥＡＰＥＣ′９２［Ｃ］．１９９２：
７２３～７３０．［４］ＹｕａｎｃｈｅｎｇＲｅｎ，ＭｉｎｇＸｕ，ＫａｉｗｅｉＹａｏ，ｅｔａｌ．Ｔｗｏ－Ｓｔａｇｅ４８ＶＰｏｗｅｒＰｏｄＥｘｐｌｏｒａｔｉｏｎｆｏｒ６４－ＢｉｔＭｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ［Ａ］．
图４η与Ｐｏ和Ｕｏ与Ｉｏ的关系
ＩＥＥＥＡＰＥＣ′０３［Ｃ］．２００３：
４２６～４３１．
１３５
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基于ＰＷＭ整流技术，并通过控制逆变器开关的导通顺序调节逆变器直流侧的电容电压。
理论分析表明，利用ｄ，变换生成ＰＷＭ脉冲控制逆变器开关，可使逆变器和滤波电感工作在Ｂｏｏｓｔ电路状态。
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