ic=gc（uBE-Ubz）uBE>Ubz
将ube代入式中可得
ic=gc（VBB+Ubmcosωt-Ubz）（3.1.7）
由图5-2可知,当ωt=θc时,ic=0,代入式（5-3）中可得
cosθc=（Ubz-VBB）/Ubm
上式表明,已知VBBUbz和Ubm可确定高额功率放大器的半同角θc，有时也称θc为通角。
但是,必须注意的是,必须主意的是高频功率放大器得实际全通角为2θc所以
ic=gcUbm（cosωt-cosθc）
当ωt=0时,ic=
可得
=gcＵbm（1-cosθc）
综上可得集电极余弦电流脉冲的表示式为
ic=
（cosωt-cosθc）/（1-cosθc）（3.1.11）
由傅立叶级数知识知周期性脉冲可以分解成直流、基波（信号频率分量）和各次谐波分量,即：
各个分量都是θ的函数,其关系见课本46页式（3.1.13）.
3.1.3谐振功率放大器的输出功率与效率
在集电极电路中,谐振回路得到的高频功率（高频一周的平均功率）即输出功率PO为.
P0=UC１ｍIc1ｍ/2……………………………（3.1.14）
集电极电源供给的
PD=VCCICO................（3.1.15）
Pc为耗散在晶体管集电结中的热能
PC=PD-P0………………………………（3.1.16）
（3.1.18）
直流输入功率与集电极输出高频功率之比就是集电极定义集电极效率.式（3.1.18）中ξ为集电极电压利用系数.g1是导通角的函数,θ值越小,g1越大,放大器的效率也就越高.丙类工作状态时,θ=600,g1=1.8,ηc=90%.
由式（3.1.16）、（3.1.18）可以得到输出功率Po和集电极损耗功率Pc之间的关系为:
设基波电流振幅ib且与ub同相,则激励功率为
高频功放的功率放大倍数为
例1、某高频功放工作在临界状态，通角θ=750，输出功率P0为30W，VCC=24V，所用的高频管的SC=1.67A/V，管子能安全工作。
（1）计算此时的集电极效率和临界负载电阻；
（2）若输入信号频率提高一倍，其他条件不变，功放的输出功率约是多少？
（注：
）
（1）∵
∴
（2）
例2、如图，已知功率放大器的Vcc=12V，Vces=2V，θc=70°，且分解系数a0（70°）=0.253，a1（70°）=0.436，求功率放大器的P0、P=、Pc和ηc。
由图,iCM=0.6A,
IC1M=iCMa1（70°）=0.6x0.436=0.2616
IC0iCMa0（70°）=0.6x0.253=0.1518
PO=IC1MUC1M/2=0.5X0.2616X10=1.31W
P==ICOVCC=0.1518X12=1.82W
ηC=PO/P=1.31/1.82=72%
作业：
讨论题3.1.1、3.1.2；习题3.3
3.2谐振功率放大器的特性分析
3.2.1高频功放的工作状态与负载特性
一、三种工作状态
高频谐振功率放大器的工作状态是指处于丙类或乙类放大时，在输入信号激励的一周内，是否进入晶体管特性曲线的饱和区来划分。
可以分为欠压（undervoltage）、临界（critical）和过压（overvoltage）三种状态。
1.高频功放的动态特性方程
由uBE=VBB+Ubmcosωt
uCE=VCC-Ucmcosωt
得cosωt=（Vcc-uCE）/Ucm
所以uBE=VBB+（VCC-uCE）Ubm/Ucm
ic=gc（uBE-Ubz）
=-gcUbm/Ucm（uCE-Uo）
=gd（uCE-Uo）
斜率gd=-gcUbm/Ucm为负,为能量发生器
截距U0=VCC-Ucm（Ubz-VBB）/Ubm
即动态特性为直线
2.高频功放动态特性曲线的作法：
两点确定一直线:
a令ic=0,得uCE=U0=Vcc-（（Ubz–VBB）Ucm/Ubm;
b令uce=0,得IC=-gdU0=gcUbmU0/Ucm
cQ点令uce=VCC ic=gd（uce-Uo）=gc（Ubz-Vbb）;
duce=ucecmin=Vcc-Ucm,VbB=VbBmax=VBB+Vbm点
连接其中两点即可
3.动态特性曲线的讨论
下图给出了谐振功率放大器不同工作状态的电压和电流波形。
当Ucm增大到Ucm=Ucm２时，动态特性与Ubemax决定A２点。
A２在临界线上，晶体管的工作状态为临界状态。
对应的集电极电流仍为余弦脉冲；
当Ucm增大到Ucm=Ucm3时，动态特性将发生较大变化。
动态特性与Ubemax的交点在Ubemax的延长线上，但对应A3点。
而A3对应于Ucemin代表了Ucm=Ucm3时的动态特性。
晶体管工作已进入饱和区，这样的工作状态称成为过压状态。
对应的集电极电流是一个凹顶脉冲；
对于欠压和临界状态，由于集电极电流为余弦脉冲，其直流分量和基波分量可按余弦脉充分解系数求得。
例1、某高频谐振功率放大器工作于临界状态，输出功率PO=15W，且VCC=24V，半导通角为70o时α0=0.253，α1=0.436，临界状态电压利用系数为ξ=0.91。
试求：
（1）直流电源Vcc提供功率Po、集电极损耗功率Pc、集电极效率ηc和临界负载电阻RLcr。
（2）若输入信号振幅增加一倍，此时输出功率约为多少？
（3）若负载电阻增加一倍，功放的工作状态如何改变？
（1）Po=15W、Pc=3.96W、ηc=79%、RLcr=15.94Ω；
（2）输出功率基本不变；（3）工作到过压状态，输出功率约为原来的一半。
二、高频功放的负载特性（输出特性）
高频功放工作于非线性状态,负载特性是指在晶体管及VCC,VBBUbm一定时,改变负载电阻RP,功放的各处电压、功率及效率η随RP变化的关系。
1.Ico Ic1m与RP关系曲线
在欠压状态，随Rp增大，ICO、IC1m基本不变，在过压区,随着Rp增大，ic出现下凹，ICO、IC1m减少，如图3.2.3（a）。
图3.2.3高频功放的负载特性
2.UCm与RP的关系曲线
欠压区内，Ic1m变化很小；UC１ｍ=Ic1ｍRP随RP增大而上升；在过压区，RP线性增加，Ic1m减小较慢,UCm稍有上升。
3.功率，效率P0=Pcηc与RP的关系曲线
在欠压状态，随Rp增大，P0基本保持不变，Pc线性增大，ηc逐渐增大。
进入过压状态，随Rp增大，P0减少。
由此看出，临界状态输出功率最大。
而集电极效率在弱过压区由于PO下降较Pc下降缓慢，ηc略增,在临近临界线的弱过压区,ηc出现最大值。
图3.2.3（b）是随Rp变化的规律。
工作状态分析
（1）在欠压工作的大部分范围内，输出功率PO和集电极效率ηc都较低,集电极损耗功率大，而且当谐振电阻RP变化时,输出信号电压振幅变化较大。
因此，除了特殊场合以外，很少采用这种工作状态。
特别值得一提的是，当RP=0，即负载短路时，集电极损耗功率PC达最大值,有可能烧坏功率晶体管.因此,在调整谐振功率放大器的过程中,必须防止负载短路.
（2）在临界工作状态,输出功率最大,且集电极效率也高,常用于发射机的功率输出级，以便获得最大的输出功率
（3）再过压工作状态中，当谐振电阻变化时，输出信号电压振幅UCm变化较小,多用于需要输出电压平稳的场合。
3.2.2VCC对放大器工作状态的影响：
当VCC由小增大时，放大器的工作状态由过压状态向欠压状态变化。
3.2.3Uim和VBB对放大器工作状态的影响
当Uim由小增大时，集电极电流脉冲宽度和高度均增加，并出现凹陷，放大器的工作状态由欠压状态进入过压状态。
当VBB由负到正增大时，集电极电流脉冲宽度和高度均增加，并出现凹陷，放大器的工作状态由欠压状态进入过压状态。
作业：
讨论题3.2.1、3.2.3；习题3.5
3.3谐振功率放大器电路
谐振功率放大器是由输入回路、晶体管和输出回路组成.输入、输出回路在谐振功率放大器中的作用是,提供放大器所需的正常偏置;实现滤波（调谐于基波频率）;保证阻抗匹配。
可认为它是由直流馈电电路和匹配网络两部分组成。
3.3.1．直流馈电电路
直流馈电线路包括集电极馈电和基极馈电线路。
1.集电极馈电电路
图3.3.1是集电极馈电线路的两种形式:
串联馈电线路和并联馈电线路。
图3.3.1（a）中晶体管、负载回路、电源三者是串联的,故称为串连馈电。
图3.3.1（b）中晶体管、电源、谐振回路三者是并联连接的,故称为并联馈电。
（a）串联馈电;（b）并联馈电
图3.3.1集电极馈电线路两种形式
2.基极馈电电路
（1）图3.3.2是基极馈电线路的两种形式:
串联馈电线路和并联馈电线路。
图3.3.2（a）中晶体管输入回路、电源是串联的,故称为串连馈电。
图3.3.2（b）中晶体管输入回路、电源是并联连接的,故称为并联馈电。
（a）串联馈电;（b）并联馈电
图3.3.2
（1）基极馈电线路两种形式
（2）基极馈电线路提供偏压的方法：
一是由电源分压；二是自给偏压。
自给偏压如图图3.3.2
（2）所示。
图3.3.2
（2）自给偏压基极馈电线路
3.3.2.匹配网络
1.对滤波匹配网络的要求：
（1）在所需频带范围内进行有效的阻抗变换，将实际负载电阻变换成最佳负载电阻，使放大器工作在临界状态，以便高效率输出所需功率；
（2）抑制工作频率范围以外的频率，即有良好的滤波作用；（3）滤波匹配网络本身的固有损耗应尽可能地小。
2.匹配网络的分类匹配网络分为输入匹配网络（级间耦合网络）和输出匹配网络，几种常用的LC匹配网络如图所示。
（a）L型;（b）T型;（c）π型
图几种常用的LC匹配网络
3.L型匹配网络
（a）
（a）L-I型网络（b）L-Π型网络
图L型匹配网络
4.L型匹配网络的具体电路
（a）L-I型网络：
适合rL（b）L-Π型网络：
适合rL>RP
图3.3.8L型匹配网络的具体电路
5.实际电路举例
图3.3.1150MHz谐振功放电路
它向50Ω外接负载提供25W功率,功率增益达7dB。
作业:
讨论题3.3.1、3.3.3;习题3.8
3.4丁类谐振功率放大器
丙类谐振功率放大器工作时，集电极效率ηc随管子导通时间减小而增大，但导通时间减小时，Ic1m也会减小，导致输出功率下降。
为了保证减小导通时间的同时维持输出功率不变，须加大输入激励电压幅度Vbm,，同时将基极偏置电压VBB向负值方向增大，这样加到基极上的最大反向电压（VBB-Vbm）将迅速增大，有导致功率放大管发射结反向击穿的危险。
为了解决这一问题，可采用开关型丁类放大器。
1.丁类谐振功率放大器：
管子运用在开关状态，管子在信号半个周期内饱和导通，另半个周期内截止。
3.6宽频带高频功率放大器
谐振式高频功率放大器的优点是效率高。
但是调谐繁琐,调谐速度慢,不能适应现代通信发展的要求。
对于要求工作于多个频道,快速换频的发射机;电子对抗系统中有快速跳频技术要求的发射机;多频道频率合成器构成的发射机等,都要求采用快速调谐跟踪的放大器。
显然,谐振式高频功率放大器是不能满足要求的。
因此,宽频带放大技术在高频放大中的应用非常重要。
宽频带高频功率放大器的频带可以覆盖整个发射机工作频率范围,所以在发射机变换工作频率时不需要进行调谐。
最常见的宽频带高频功率放大器是利用宽频带变压器做输入、输出或级间耦合电路,并实现阻抗匹配。
宽频带变压器有两种形式。
一种是利用普通变压器原理,只是采用高频磁芯来扩展频带,它可以工作在短波波段。
另一种是利用传输线原理的所谓传输线变压器,其频带可以做得很宽。
3.6.1高频传输线变压器的特性及原理
传输线变压器是在变压器理论基础上发展起来的新元件。
它用高频性能良好的、高导磁率的铁氧体材料作为磁芯,用相互绝缘的双导线均匀地在矩形截面的环形磁芯上绕制而成,如图3.6.1所示。
磁环的直径根据传输的功率和所需电感的大小决定,一般为（10-30）mm,磁芯材料分为锰锌和镍锌两种,频率较高时,以镍锌材料为宜。
这种变压器的结构简单、轻便、价廉、频带很宽（从几千赫至几百兆赫）。
图3.6.1（a）1:
1传输线变压器
1.传输线变压器
高频传输线变压器的图5-15是1:
1传输线变压器的示意图。
可看出,它是将两根等长的导线紧靠在一起双线并绕在磁环上,其接线方式如图所示。
信号电压由1、3端加到传输输线变压器,经过传输线的传输,在2、4端将能量馈给负载。
图3.6.1（b）1:
1传输线变压器的等效电路
图3.6.1（c）1:
1传输线变压器的等效电路
图3.6.1（c）是普通变压器的电路形式。
由于传输线变压器的2端和3端接地,所以这种变压器相当于一个倒相器。
实际上传输线变压器和普通变压器传递能量的方式是不相同的。
对于普通变压器来说,信号电压加于初级绕组的1、2端,使初级线圈有电流流过,然后通过磁力线,在次级3、4端感应出相应的交变电压，将能量由初级传递到次级负载上。
而传输线方式的信号电压却加于1、3端，能量在两导线间的介质中传播,自输入端到达输出端的负载上。
当信号源加入1、3端时，由于传输线间电容的存在，信号源对电容充电，使电容储存电场能。
电容通过临近电感放电，使电感储存磁场能。
即电场能转变为磁场能。
然后电感又向后面的电容进行能量交换，磁场能转换成电场能。
电容又与后面的电感进行能量交换,如此往复下去。
输入信号就以电磁能交换的形式,自始端传输到终端,最后被负载吸收.
在传输线变压器中,线间分布电容不是影响高频能量传输的不利因素，而是电磁能转换的条件。
此外，电磁波主要是在导线间介质中传播，因此磁芯损耗对信号传输的影响也就大为减少。
传输线变压器的最高工作频率就可以有很大的提高，从而实现宽频带传输的目的。
严格地说,传输线变压器在高频段和低频段上,传送能量的方式是不同的。
在高频时,主要通过电磁能变替变换的方式传送。
在低频时,将同时通过传输线方式和磁耦合方式进行传送。
频率越低,传输线传输能量的效率就越差,更多地依靠磁耦合方式来进行传送。
2.1:
1传输线变压器
如图3.6.1所示的传输线变压器称为1:
1传输线变压器,又称为倒相变压器。
根据传输线的理论,当传输线为无损耗传输线,且负载阻抗RL等于传输线特性阻抗Zc时,传输线终端电压U2与始端电压Ul的关系为
U2=Ulexp（-jal）
式中,α=2π/λ为传输线的相移常数,单位为rad/m.λ为工作波长,l为传输线的长度。
如果传输线的长度很短,满足αl《1,则exp（-jal）≈1,于是U2=U1,即传输线输入端电压UI与输出端电压U2的幅值相等,相位近似相同。
同理,I1=I2。
在2端与3端接地的条件下,则负载RL上获得一个与输入端幅度相等、相位相反的电压,即
UＬ＝-Uｉ
实现变压器与负载匹配的条件是Zc=RL,实现信号源与传输线变压器匹配的条件是ZC=Rs，显然,1:
1传输线变压器的最佳匹配条件是Zc=Rs=RL。
负载RL上获得的功率为：
Po=I2RL
而Il=I2,则
Po=I2RL=[Us/（Rs+Zc）]2RL
在RL=Zc=Rs的条件下,在RL上可获得最大功率。
在各种放大电路中,RL正好等于信号源内阻的情况是很少的。
因此,1:
1传输线变压器更多的是用来作为倒相器
图3.6.51:
4阻抗变换传输线变压器
3.1:
4阻抗变换传输线变压器
1:
4阻抗变换可用图3.6.5所示的电路来组成。
4:
1传输线变压器起到1:
4阻抗变换器的作用,即Rs:
RL=4:
1。
下面仅就理想、无损耗传输线的电压、电流关系来说明最佳匹配条件和阻抗变换关系。
由于无损耗传输线在匹配条件下,Ul=U2和I1=I2,得
Zi=U1/（I1+I2）=U1/2I1=Zc/2
RL=（U1+U2）/I2=2U1/I1=2ZC
所以,在最佳匹配条件下,Rs=Zi=Zc/2=RL/4，这个传输线变压器相当于1:
4阻抗变换器。
4.4:
1阻抗变换传输线变压器
4:
1阻抗变换可用图3.6.4所示的电路来组成。
我们仍用理想元损耗传输线的电压、电流关系来说明最佳匹配条件和阻抗变换关系。
由于无损传输线在匹配条件下,
Zi=U1+U2）/I2=2U1/I1=2ZC
RL=U1/（I1+I2）=U1/2I1=Zc/2
图3.6.44:
1阻抗变换传输线变压器
所以,在最佳匹配条件下,
Rs=Zi=2Zc=4RL。
3.6.3宽频带高频功率放大器
由传输线变压器与晶体管掏成的宽频带高频功率放大器,利用传输线变压器在宽频带范围内传送高频能量和实现放大器与放大器的阻抗匹配或实现放大器与负载之间的阻抗匹配。
图3.6.10是这种功率放大器的典型电路。
图3.6.10宽带高频功率放大器典型电路
B1、B2和B3是宽频带传输线变压器,Bl和B2串接组成16:
1阻抗变换器,使Tl的高输出阻抗与T2的低输入阻抗相匹配。
电路每一级都采用了电压负反馈电路,以改善放大器的性能。
电阻1.8KΩ与47Ω串联给T1放大器提供反馈,电阻1.2KΩ与12Ω串联给T2放大器提供反馈。
为了避免放大器通过电源内阻在放大器级间产生寄生耦合,采用RC去耦滤波电路。
滤波电容是由大小不同的三个电容并联组成,分别对不同的频率滤波。
由于没有采用调谐回路,这种放大器应工作于甲类状态。
对于输初级采用乙类推挽电路,以提高效率。
这个电路的工作频率范围为2-30MHZ,输出功率为6OW。
根据负载为50Ω,经B3的4:
1阻抗变换,T2的集电极负载就为200Ω,由于工作于大功率状态,其输入电阻为12Ω左右,且会随输入信号大小变化。
为了减小输入阻抗变化对前级放大器的影响,在T2的输入端并接了一个12Ω的电阻,使总的输入电阻变成为6Ω,经16:
1阻抗变换,Tl的集电极负载为96Ω。
例1：
有一谐振功率放大器，已知VCC＝12V，回路谐振阻抗Re＝130Ω，集电极效率η＝74.5％，输出功率P0＝500mW。
现在为了提高η，在保持VCC、Re、P0不变的条件下，将通角减小到60°，并使放大器工作到临界状态。
（1）试分析放大器原来的工作状态。
（2）计算η提高的百分比和φ＝60°时的效率。
（3）试求集电极损耗功率PC减少了多少？
（4）分析采取什么措施才能达到上述目的？
解：
（1）确定放大器原来的工作状态。
当通角减小时，由于VCC、Re、P0不变,因此集电极电压利用系数ξ不变，VCEmin=VCC（1－ξ）也不变。
同时由于IC1m=VCm/Re不变，因而φ减小时，要求icmax增加。
根据题意，既然这时放大器工作在临界状态，那么，原来必定工作在欠压状态。
（2）计算η提高的百分比和φ＝60°时的效率η'。
首先计算欠压状态的集电极电流通角。
由题意可知PC＝500mw，Re＝130Ω，VCC＝12V，η＝74.5％，则
查表可知上述g1（φ）时的通角φ＝90°，还可查得φ＝60°时g1（60°）＝1.80。
现在计算η提高得百分比
即效率提高了15％。
最后计算φ＝60°时的效率η'
（3）计算集电极损耗功率PC减小的数值。
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