有源电力滤波器选择性谐波电流控制策略Word文档格式.docx
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关键词:
有源电力滤波器;
PI控制;
闭环增益;
系统稳定性;
选择性谐波电流控制
0引言
由于非线性负载,如不控整流器和开关电源等的大量应用,其造成的谐波对电力系统和用电设备产生了严重的危害[1-2]。
电力网络中的谐波污染会造成电压畸变、附加损耗、电气设备的共振和干扰、过早老化等问题[3-5]。
有源电力滤波器（activepowerfilter,APF作为一种动态抑制谐波的新型电力电子装置,被认为是谐波治理中最有前途的滤波手段,主要用于电流谐波或电压谐波的补偿或隔离[6]。
其附加功能,如无功功率补偿和电压调整,可以通过某些拓扑结构和各种控制策略来实现[7-10]。
独立运行的APF一般分为两种基本结构:
串联型和并联型。
并联型APF与系统并联,可等效为一个受控电流源,主要用于感性电流源型负载的谐波补偿。
并联型APF由于要产生非正弦电流,其控制器设计要涵盖整个频域,采样延时和逆变器控制的一拍滞后给其控制器的设计带来了巨大挑战。
在控制结构方面,人们开发了很多复合控制技术用于APF控制,其中包括:
滞环控制[11],重复控制[12],自适应控制[13],线性PI控制[14],选择性谐波电流PI控制[15-20],滑模变控制等。
线性PI控制是一种使用较广泛的控制方法。
该方法优点是开关频率固定,简单易行,动态响应特性好;
缺点是存在稳态跟踪误差,控制器带宽受限,易产生高频失真。
针
第27期刘威葳等:
有源电力滤波器选择性谐波电流控制策略15
对稳态跟踪误差和控制器带宽受限问题,APF选择性谐波电流PI控制是一种很好的解决方法。
本文对APF选择性谐波控制进行深入研究,针对常规电流PI控制器关于负载电流主要谐波补偿不充分的问题,提出改进控制方案:
在采用常规电流PI控制器的基础上,本方案对负载电流主要谐波（5次和7次单独提取和补偿,而对其余次谐波采用一常规电流PI控制器统一补偿。
本文提出的设计方案已成功应用于一台30kVA有源电力滤波器。
对三相不控整流桥带RL类型负载补偿的仿真及实验,证明了以上方案的正确性和可行性。
1三相四线制有源电力滤波器
1.1拓扑结构
并联型APF采用三相四线制结构,图1给出了并联型APF拓扑及其控制系统的结构图。
由图1可知,它用电抗器和电网相连,采用两个串联电容器作为直流侧能量存储器件。
装置系统侧并联有RC滤波器,用来滤除逆变器高频纹波。
非线性负载采用传统的三相不控整流桥,该类型负载作为电流源负载通常会带来总谐波畸变率（totalharmonicdistortion,THD大约25%的非线性电流。
其典型特点是,它的频谱中仅包含谐波次数=61
kn±
n=1,2...。
=61
kn
+
+次谐波为正序分量,而=61
−
−次谐波为负序分量[16]。
图1中:
la
i、
lb
lc
ln
i和
fa
fb
fc
fn
i分别为负载电流和APF输出电流;
ea、eb、ec为系统
电压;
θe为由系统电压锁相得到的同步角,
ek
θ为
对θe进行k倍频得到的同步角（k=5或7;
*
dc
u和
u
为直流母线参考电压以及直流母线实测电压。
图1所示的控制器策略检测负载相电流来得到参考谐波电流,检测APF输出电流来进行反馈控制。
控制系统包含直流电压控制回路,电压电流检测电路,以及电流控制器。
其中,电流控制器可分为两部分:
一是常规电流PI控制,其参考信号为直流电压控制器输出,以及除去5次谐波、7次谐波外的其余谐波分量;
二是5次谐波和7次谐波电流控制,其参考信号为负载电流经过检测调理后得到的部分。
利用脉宽调制技术,可以将所有经过控制器处理的信号与三角波载波进行比较,最后送入逆变器。
直流电压控制器采用传统的PI控制单元,
将参考电压*
u作为参考信号输入。
为了避免电流
和电压控制器之间的干扰,对实测电压
u做周期滑窗平均,将其作为电压控制器的反馈信号输入。
图1三相四线制有源电力滤波器拓扑结构图
Fig.1Topologicalstructureofthethree-phasefour-wireAPF
1.2谐波电流检测
谐波电流检测采用基于瞬时无功功率的ip−iq法。
其基本思想是,先将系统A相电压ea进行k（k=5或7倍频后锁相,得到所需参考电压矢量的ktω和ktω
−;
再对待检测电流进行矩阵变换、低通滤波和矩阵逆变换,可以得到待检测电流k次谐波的正序分量和负序分量[21]。
此时,第k次谐波正序分量的ip−iq变换及其逆变换由式（1所示,第k次谐波负序分量的ip−iq变换及其逆变换由式（2所示
a
p+
32k+b
q+
c
i
⎡⎤
⎡⎤⎢⎥
=
⎢⎥⎢⎥
⎣⎦⎢⎥
⎣⎦
CC,
ak+
1T
bk+32
ck+
k
⎡⎤⎡⎤
⎢⎥=⎢⎥
⎢⎥
CC（1
16中国电机工程学报第31卷
ap32kb
qciiiii−−−⎡⎤⎡⎤⎢⎥=⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎣⎦CC,ap1Tb32qckkkkiiiii−−−−−−−⎡⎤
⎡⎤⎢⎥=⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎣⎦
CC（2检测原理如图2所示。
图2第k次谐波正序和负序分量检测原理图Fig.2Diagramofharmonickdetectioninbothpositiveandnegativesequences
在式（1和式（2中:
32C为abc坐标系到αβ−坐标系的变换矩阵;
k+C和k−C分别为第k次谐波
αβ−坐标系到pq−坐标系正序分量和负序分量的变换矩阵,依次表示如下:
3211/21/2022−−⎤=
⎥⎦
Csincoscossinkkt
ktktktωωωω+−⎡⎤
=⎢
⎥−−⎣⎦
C
sin（cos（cos（sin（kktktktktωωωω−
−−−⎡⎤
=⎢⎥−−−−⎣⎦
C对于特定负载,如三相不控整流桥型负载,由于负载电流中第k次谐波的零序分量含量较小,通过传统电流控制和并联型APF第四桥臂的有效配合,即可有效滤除。
因此,第k次谐波的零序分量在本文提出的控制策略中未单独检测与控制,而是通过常规电流PI控制器统一控制。
1.3常规电流PI控制
经典控制理论中的前馈控制设计是基于负荷控制思想,当闭环系统为连续系统时,设计前馈环节,使得其与闭环系统的传函之积为1,以提高系统的跟踪性能[14]。
常规电流PI控制原理图如图3所示,R和L分别为出口电抗器的电阻值和电感值;
GPI和GPWM分别为PI控制器传函和逆变器
传函;
if和*
refi分别为逆变器输出电流和参考电流;
se和*se分别为系统电压和参考电压。
其中,*refi检
测采用常规ip−iq检测法:
如图2的ip−iq正序变换部分所示,对负载电流进行正序变换以得到其基波正序分量,然后用原负载电流与其相减,得到负载电
流中的畸变分量,再将其作为参考量*refi。
图3常规电流PI控制原理图
Fig.3DiagramoftheconventionalPIcontrol
逆变器传函在连续域一般可以设置如下:
dcPWMtris/21
（1uGsuTs=×
+（3式中:
dcu为直流侧电容电压值;
triu为三角波载波峰值;
sT为采样周期。
PI控制器传函可以表示如下:
p
PIifKsKGKs
+=×
（4式中:
Kp、Ki分别为PI控制器的P参数和I参数;
Kif为电流采样的变比。
令L1/（GRLs=+,并假设DSP数字处理器能
够实现*
ssPMW/eeG=,以抵消系统电压对控制系统
的干扰作用。
推导电流控制系统闭环传函,可得:
pILPMWumf*pIPMWLenref
（1（1GGGni
sGGGdiΦ+===+（5
式中:
2umdcifpifi[（]nuLsRKKsKK=+++;
en2d=⋅32tristristridcifpdcifi2（（2uTLsuTRLsuRuKKsuKK+++++。
将实验参数代入式（5,并对不同Kp值（0.1~5对应的闭环系统进行波德图分析,如图4所示。
由波德图分析可得到不同Kp值相应的闭环系统在5次谐波（250Hz和7次谐波（350Hz频率的幅相增益,如表1所示。
由图4和表1可知,随着Kp增大,闭环系统带宽逐渐增大,其幅值增益逐渐接近
1,相角滞后逐渐接近0°
;
但是Kp越大,系统越可能振荡,振荡点一般在较高频域（例如Kp=5时的振荡频率就在2kHz附近。
实际系统中,若Kp1.2≥则易引发系统振荡。
对于三相不控整流桥负载（谐波含量以5次、7次为主而言,如何提高闭环系统低频段增益以提升系统对5次、7次谐波的补偿率,同时减小其高频段增益以降低系统振荡可能性,是本
第27期刘威葳等:
有源电力滤波器选择性谐波电流控制策略17
文需要考虑的关键问题。
图4常规电流PI控制系统闭环传函波德图Fig.4BodediagramofthecurrentPIcontrolloop
表1不同Kp值的闭环传函幅频特性比较
Tab.1PerformancecomparisonbetweendifferentKpin
thebodediagramofcurrentPIcontrolloop
Kp值5次谐波（250Hz7次谐波（350Hz幅值/dB相位/（°
幅值/dB相位/（°
Kp=
0.10.4395−60.83770.3331−66.6495Kp=
0.20.7218−46.95650.5952−58.1235Kp=0.50.9674−23.06440.9377−32.3148Kp=11.0083−11.75621.0168−16.7733Kp=51.0057−2.3241
1.0116
−3.2760
1.4新型选择性谐波电流控制
针对特定负载,选择性谐波电流控制可以在一定程度上较好地克服常规电流PI控制由于闭环增益受限、跟踪补偿稳态误差较大的问题。
新型选择性谐波电流控制框图如图5所示,其
中,*h5i、*
h7i为5次、7次谐波参考电流,f5i、f7i为
逆变器输出电流的5次、7次谐波分量。
常规电流PI控制器PIG、5次谐波控制器PI5G和7次谐波控制器PI7G的增益控制谐波跟踪的选择性,而稳态性能是增益值选取时重点要考虑的对象。
对PI5G和
PI7G的单独控制,可以独立地提高闭环系统对5次和7次谐波的增益,而同时不改变闭环系统对其它
图5新型选择性谐波电流控制框图Fig.5Diagramofthenovelselective
harmoniccurrentcontrol
频率谐波的增益,因此可提高系统稳定性。
随着频率变化,出口电抗器感抗值会相应变化,基波和5次、7次谐波对应的出口电抗器感抗值分别不同。
因此,图5所示的常规电流PI控制器和5次、7次谐波控制器三个电流前馈控制器的参
数Ls均和频率相关。
此外,*h5i和*h7i只包含正序分
量和负序分量,利用图2所示第k次谐波正序和负
序分量检测原理图检测可得;
参考电流refi应减去
*h5i和*h7i。
同理,可得f5i、f7i和fi′。
表达式依次表
示如下:
h555*
h777***refrefh5h7f
ff5f7mmmmiiiiiiiiiiiiii
+−+−⎧=+⎪=+⎪⎨=−−⎪⎪′=−−⎩（6式中m5i+、5mi−、7mi+、7mi−（m=a、b或c依次为5次谐波的正序分量、负序分量,7次谐波的正序分量、负序分量。
2仿真分析
利用仿真软件Matlab6.5,以图1所示拓扑结构图搭建了仿真系统。
在此基础上,对三相四线制并联型APF常规电流PI控制和本文提出的新型电流控制进行了仿真分析。
在仿真系统中,电源采用有效值为220V的三相电源,逆变器开关频率设置为
10kHz,系统侧逆变器高频阻容滤波参数设置为2Ω、30μF,负载采用三相不控整流桥带RL型负载,R为15Ω,L为0.8mH,并设置直流侧电容电压设置为700V。
仿真结果如图6、7所示。
对图6和图7的数据分析可得,并联型APF未投入时,负载电流A相有效值38.09A,THD为
25.82%,其中THD5为22.19%,THD7为9.64%。
当并联型APF投入运行时,常规电流PI控制对系统电流补偿后的数据:
有效值38.32A,THD为
4.69%,其中THD5为2.25%,THD7为1.76%;
新
型选择性电流控制对系统电流补偿后的数据:
有效值38.61A,THD为2.84%,其中THD5为0.70%,
THD7为0.52%。
两种控制方法的动态响应均较迅速,在一个工频周期20ms即完成了动态跟踪。
在稳态工况下,后一种控制方法基本消除了前一种控制方法未完全补偿留下的电流尖峰,补偿效果要优于前一种方法。
18中国电机工程学报第31卷
图6常规电流PI控制仿真波形图
Fig.6SimulationwaveformsunderthecurrentPIcontrol
图7新型电流控制仿真波形图
Fig.7Simulationwaveformsunder
thenovelcurrentcontrol
3实验分析
本实验装置由一个30kVA的并联型APF和一
个三相不控整流桥带RL型非线性负载组成。
部分
实验参数设置如下:
1装置额定容量为
N30kVA
S=,额定相电流
N45A
I=,系统相电压有效值为
N220V
U=,系统阻抗为0.1Ω,1.2mH。
2开关频率
s10kHz
f=,开关周期
s0.1ms
T=。
3直流母线电压
dc700V
u=。
4出口电抗器参数0.01
R=Ω,0.8mH
L=。
5网侧RC滤波参数分别为2Ω,30μF。
6IGBT采用FF200R12KS4。
7控制系统基于TMS320F2812处理器。
考虑到实验时可能发生的不确定因素,为确保设备安全,负载参数根据APF输出电流约为其额定值20%的原则来配置。
此时,对应的三相整流器直流侧RL负载电阻约55Ω,电抗器0.8mH。
系统电压和负载电流波形以及负载电流频谱图分别如图8、9所示。
谐波频谱从第2次谐波开始,基波未予画出。
e
（
4
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格
l
5
A
d
ea
ila
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图8系统电压和非线性负载A相电流波形
Fig.8ExperimentalloadwaveformsinphaseA
图9非线性负载A相电流频谱
Fig.9HarmonicspectrumoftheloadcurrentinphaseA本实验装置采用的非线性电流源负载,其负载电流A相THD为23.21%。
图8中,ea、ila、udc分别为A相系统电压、A相负载电流和直流侧电压。
常规电流PI控制策略补偿后的系统电流波形及其频谱图分别如图10和图11所示,isa为A相系
t（5ms/格
图10常规电流PI控制策略系统A相电流波形
Fig.10Experimentalsystemwaveformsin
phaseAunderthecurrentPIcontrol
图11常规电流PI控制策略系统A相电流频谱
Fig.11Harmonicspectrumofthelinecurrentin
第27期刘威葳等：
有源电力滤波器选择性谐波电流控制策略19统电流。
在上述理论分析的基础上，经过多次仿真和实验验证，Kp取值0.8，Ki取值0.1。
对于上述负载，常规电流PI控制策略将系统电流THD补偿为4结论由于常规电流PI控制器方案对负载电流主要谐波存在跟踪误差，本文针对该问题提出了一种并联型APF选择性谐波电流控制策略，并通过仿真和实验验证了该策略。
该控制策略在采用常规电流PI控制策略的基础上，通过单独的控制器来针对5次、7.71%，其中5次谐波THD补偿为5.28%，7次谐波THD补偿为2.73%。
新型选择性谐波电流控制策略补偿后的系统电流波形及其频谱图分别如图12、13所示。
对于7常规PI控制器和5次、次谐波控制器3个控制器，增益各自不同。
一般来说，比例控制在PI控制中占主导作用，因此，在PI参数选取时，采用先选取7次谐波的正序和负序分量进行提取和补偿，其余次谐波通过一个常规电流PI控制统一补偿，这给控制器设计提供了更好的频率响应特性。
本控制策略在满足系统稳定性要求下，提高了对负载电流主要谐波的跟踪增益，加快了选择
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