数字音频功率放大器的设计Word文档下载推荐.docx
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4，音量数字调节
5，性价比高
6，效率高
2方案论证
方案1：
采用ad827做前置放大电路，CS5333作为模数转换电路，DPPC2006作
为数字音频处理器，并兼有数字音量调节功能。
后级PWM放大采用
74HC541芯片组成的MOS管H桥互补对称放大电路和低通滤波器（LPF），
能够达到低失真低噪声级高分离度高效率的要求。
方案2：
采用LM358做前置放大电路，单片机Atmega8L作为数字音频处理器，
并兼有数字音量调节功能。
功率放大电路由6只常用的三极管组成同相
驱动方式实现数字功放功能。
基本上能够达到低噪声级高分离度的要求。
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方案3：
采用opa2134做前置放大电路，MAX9700作为数字音频处理器，并具有
功率放大功能，M62429做数字音量调节。
并由AT89C51控制左右声道
及音量等，能够达到低失真低噪声级高分离度的要求。
方案选择：
方案1，ad827是目前功放前级中性能最好的；
数字功放处理芯片DPPC2006是具有我国完全自主知识产权的Hi-Fi级全数字6通道音频功放编码处理芯片。
该芯片具有6通道全数字（PCM）输入和独立脉宽编码（PWM）输出；
每声道音量可独立调整，124级增减可调；
352.8kHz或384kHz高速开关频率；
支持24bit多脉宽脉冲差值编码、噪声整形、平衡电桥等技术；
6通道数据输入，采样率支持32kHz～768kHz；
内置S/PDIF接收器，采样率支持44.1kHz～96kHz;
内置输入数据组选择电路;
供电+3V～+5.5V。
模数转换电路采用CIRRUS公司推出的26bit，96kHz立体声音频专用模数转换器CS5333。
完整的后级PWM放大由MOS管H桥互补对称放大电路和低通滤波器（LPF）构成，电路中用74HC541或天奥的DB802芯片.选用不同电流的MOSFET，即可得到80W～300W的输出功率，如图2-1所示。
图2-1DPPC2006的数字音频功率
由于一块AD827就近一百块，DPPC2006功能强大价格不菲，一般用于高端数字音响设备中，综合考虑该方案虽然能够达到所要求功能，但性价比低。
方案2，LM358为单电源双运放，增益频带宽为1MHz，也可双单源工作。
单片机Atmega8L内部自带的十位模数转换器转换即可，然后用Atmega8L的OCR1A2
和OCR1B引脚产生占空可变的脉冲串，即PWM。
PWM信号是以一个固定频率为基础的，为了产生不同的模拟电平，可以通过改变这个脉冲串的占空比实现。
要输出高的模拟电平，就增大占空比，反之减小。
这样，通过PWM就将模拟信号转换为数字信号，将PWM信号通过功放管进进一步放大，再通过低通滤波器就可以产生模拟电平了。
功率放大电路由6只常用的三极管组成同相驱动方式实现，从而进一步降低了静态功耗，提高了效率。
该方案中是采用单片机Atmega8L作为数字音频处理电路，虽能有音频信号输出，但与专业的数字音频处理芯片相比还有很多不足之处，且程序编写不易。
方案3，OPA2134音频前置放大电路基本上采用官方推荐电路；
MAXIM公司的D类数字音频放大器MAX9700与线性音频放大器（如A类、B类和AB类）相比，在功效上有相当的优势。
对于线性放大器（如AB类）来说，偏置元件和输出晶体管的线性工作方式会损耗大量功率。
而MAX9700的晶体管只是作为开关使用，主要用来控制流过负载的电流方向，所以，其输出级的功耗极低。
MAX9700单声道D类数字音频功率放大器具有AB类放大器的性能和D类放大器的效率，并可节省板上空间，大幅降低很多便携式／紧凑型应用的成本，同时可延长电池寿命。
由于采用D类结构。
MAX9700可为8Ω负载提供1.2W功率，效率高达90％以上；
M62429音量控制是日本三菱公司的音量控制IC，音量调节范围是0-83dB，控制精度每步1dB，并由单片机AT89C51完成音量调节、显示、声道、静音等控制功能。
MAX9700内部电路如图2所示。
MAX9700的关键特性如下：
◇无滤波放大器，符合FCC辐射标准，符合100mm电缆传输标准；
◇具有独特的扩频模式，与传统方案相比，其辐射性能可改善5dB；
◇可选外部SYNC输入；
◇简单的主从配置，适合立体声操作；
◇可达到94％的效率；
◇可为8Ω负载提供1.2W功率；
◇具有0.01％低THD+N和较高的PSRR（217Hz时72dB）
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◇有集成的杂音抑制功能；
◇静态电流低（4mA）；
◇低功耗关断模式（0.1μA）；
◇具有短路和过热保护功能；
◇采用热效应好、节省空间的封装形式。
图2-2MAX9700内部电路
在该方案中，综合考虑该方案在能够达到要求的前提下，各个元器件性价比偏高，因此选择该方案。
3系统框图
基于题目的基本要求，可以采用系统框图如图3-1所示的方案。
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图3-1系统框图
4电路设计及参数计算
4.1音频前置放大电路及参数计算
OPA2134组成同向放大电路，音频信号从OPA2134同向输人端输入，放大增益由R9和R11的阻值大小决定，电压放大倍数：
Av=l+R11／R9。
，电容换上BBE或胆电容，电阻均采用金属膜电阻，OPA反馈电阻并上一个小电容补偿相位，对信号放大2倍左右；
当有信号输入时，同向输入端的电压随着音频信号的变化而变化，经过C3、R5和R9组成的交流负反馈电路，输出电Vout=Vin*Av。
电路如图4-1所示。
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C3
左声道
前置放大输出端
右声道
图4-1前置放大电路
4.2数字音量调节电路及参数计算
M62429是一个双声道电子音量控制器，它由双线串行数据控制，内置参考电路能组成电子音量控制器。
其内部电路如图4-2所示。
图4-2M62429内部电路
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4.3数字音频处理电路
MAX9700是采用全差分结构和全桥输出的新一代D类音频功率放大器，可提供通常只有AB类放大器才具有的高性能，同时还具有完备的咔嗒声与噼啪声抑制电路。
图4-3是MAX9700的引脚排列图。
其工作原理是通过比较器监视MAX9700的输入，并将互补输入电压与锯齿波进行比较。
当锯齿波输入幅度超出相应的比较器输入电压时，比较器输出翻转。
两个比较器在第二个比较器输出跳变的上升沿后经过一段固定时间后复位，从而在第二个比较器的输出端产生一个脉宽最小的脉冲。
这样，当输入电压增大或减小时，如果一个输出脉冲持续时间增加，而另一个输出脉冲持续时间保持不变，那么，扬声器两端的净电压将发生变化。
图4-3MAX9700引脚排列图
该电路的一大特点是传统D类放大器的一个主要缺点就是它需要外部LC滤波器。
这不仅增加了方案总成本和电路板空间，也可能因滤波元件的非线性而引入额外失真。
很多现代D类放大器采用了先进的"
免滤波器"
调制方案，从而省掉或至少是最大限度降低了外部滤波器要求。
如图4-4给出了MAX9700免滤波器调制器拓扑的简化功能框图。
与传统的PWM型BTL放大器不同，每个半桥都有自己专用的比较器，从而可独立控制每个输出。
调制器由差分音频信号和高频锯齿波驱动。
当两个比较器输出均为低电平时，D类放大器的每个输出均为高。
与此同时，或非门的输出变为高电平，但会因为RON和CON组成的RC电路而产生一定延时。
一旦或非门延时输出超过特定门限，开关SW1和SW2即会闭合。
这将使OUT+和OUT-变为低，并保持到下个采样周期的开始。
这种设计使得两个输出同时开通一段最短时间（tON（MIN）），这个时间由RON和CON的值决定。
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图4-4MAX9700免滤波器调制器拓扑
如图4-5所示，输入为零时，两个输出同相并具有tON（MIN）的脉冲宽度。
随着音频输入信号的增加或减小，其中一个比较器会在另一个之前先翻转。
这种工作特性外加最短时间导通电路的作用，将促使一个输出改变其脉冲宽度，另一个输出的脉冲宽度保持为tON（MIN）。
这意味着每个输出的平均值都包含输出音频信号的半波整流结果。
对两路输出的平均值进行差值运算，便可得到完整的输出音频波形。
图4-5MAX9700免滤波器调制器拓扑的输入和输出波形
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该电路采用立体声配置，通过两个MAX9700构成立体声放大器的电路配置如图4-6所示。
其中JP3为主放大器，将其驱动输出端OUT-接从放大器JP4的同步输入端可同步两个MAX9700的开关频率，保证两个MAX9700在音频范围内没有差拍频率产生。
该放大器具有良好的THD+N特性，而且没有串音干扰。
图4-6立体声放大器的电路
4.4单片机控制电路
M62429的4脚（DATA）连至AT89C52的P2.2，M62429的5脚（CLOCK）连
到AT89C52的P2.1。
由这两个引脚（P2.1、P2.2）作为模拟串口与M62429通信，控制音量的数据便由这个模拟串口发出。
音频信号从LH1输入，其中L通道信号经过C1耦合到M62429的1脚，被控制之后从2脚输出，再经C2耦合到LH2输出到后级进行放大。
R通道信号经C4耦合到M62429的8脚，被控制后从7脚输出。
经C3耦合至LH2输出到后级进行放大。
在LH1处输入合适的音源，从LH2处就可以监听音量控制的情况。
SW1为音量增加按钮。
SW2为音量减小按钮，SW3为复位按钮。
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参考文献
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