移动通信信道衰落技术的研究Word文档格式.docx
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channelfadingcharacteristicmodel.
Keywords:
OFDM;
channelestimation;
longdistancewirelessmobilecommunication;
multi_pathfading.
目次
引言1
1单片机AT89S51和时钟芯片DS12887介绍2
1.1单片机AT89S51介绍2
1.2时钟芯片DS12C887介绍12
2基本理论18
2.1硬件电路18
2.2程序设计20
3电路版制作过程22
3.1电路制作22
3.2原理图常见错误22
3.3PCB中常见错23
4结论24
参考文献25
致谢26
引言
无线能信系统的性能主要受到移动无线信道的制约，要设计出性能良好的无线远距离移动传达室输系统，首先需要清楚地了解无线远距离移动传输环境以及无线信道的基本特征。
我从研究无线远距离移动信道的先生入手，对各种信道模型衰落进行分析比较，然后针对正文交频分复用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplesing,OFDM）通信系统的具体应用范围确定了系统的通信信道的模型。
1无线电波传播特性
1.1电波传播方式
发射机天线发出的无线电波，可依不同的路径到达接收机，当频率f＞30MHz时，典型的传播通路如图3-1所示。
沿路径①从发射天线直接到达接收天线的电波称为直射波，它是VHF和UHF频段的主要传播方式；
沿路径②的电波经过地面反射到达接收机，称为地面反射波；
路径③的电波沿地球表面传播，称为地表面波。
图1-1典型的传播通路
1．2直射波
直射波传播可按自由空间传播来考虑。
所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。
电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。
实际情况下，只要地面上空的大气层是各向同性的均匀媒质，其相对介电常数ε和相对导磁率μ都等于1，传播路径上没有障碍物阻挡，到达接收天线的地面反射信号场强也可以忽略不计，在这样情况下，电波可视作在自由空间传播。
虽然电波在自由空间里传播不受阻挡，不产生反射、折射、绕射、散射和吸收，但是，当电波经过一段路径传播之后，能量仍会受到衰减，这是由辐射能量的扩散而引起的。
由电磁场理论可知，若各向同性天线（亦称全向天线或无方向性天线）的辐射功率为PT瓦，则距辐射源dm处的电场强度有效值E0为
（1-1）
磁场强度有效值H0为
（1-2）
单位面积上的电波功率密度S为
（1-3）
若用发射天线增益为GT的方向性天线取代各向同性天线，
则上述公式应改写为
（1-4）
（1-5）
（1-6）
接收天线获取的电波功率等于该点的电波功率密度乘以接收天线的有效面积，即
PR=SAR（1-7）
式中，AR为接收天线的有效面积，它与接收天线增益GR满足下列关系：
（1-8）
式中，λ2/4π为各向同性天线的有效面积。
由式（3-6）至式（3-8）可得
（1-9）
当收、发天线增益为0dB，即当GR=GT=1时，接收
天线上获得的功率为
（1-10）
由上式可见，自由空间传播损耗Lfs可定义为
（1-11）
以dB记，得：
（1-12）
或
［Lfs］（dB）=32.44+20lgd（km）+20lgf（MHz）（1-13）
式中，d的单位为km，频率单位以MHz计。
1.3大气中的电波传播
1.大气折射
在不考虑传导电流和介质磁化的情况下，介质折射率n与相对介电系数εr的关系为
（1-14）
众所周知，大气的相对介电系数与温度、湿度和气压有关。
大气高度不同，εr也不同，即dn/dh是不同的。
根据折射定律，电波传播速度v与大气折射率n成反比，即
（1-15）
式中，c为光速。
当一束电波通过折射率随高度变化的大气层时，由于不同高度上的电波传播速度不同，从而使电波射束发生弯曲，弯曲的方向和程度取决于大气折射率的垂直梯度dn/dh。
这种由大气折射率引起电波传播方向发生弯曲的现象，称为大气对电波的折射。
大气折射对电波传播的影响，在工程上通常用“地球等效半径”来表征，即认为电波依然按直线方向行进，只是地球的实际半径R0（6.37×
106m）变成了等效半径Re,Re与R0之间的关系为
（1-16）式中，k称作地球等效半径系数。
当dn/dh＜0时，表示大气折射率n随着高度升高而减少。
因而k＞1,Re＞R0。
在标准大气折射情况下，即当dn/dh≈-4×
10-8（l/m），等效地球半径系数k=4/3，等效地球半径Re=8500km。
由上可知，大气折射有利于超视距的传播，但在视线距离内，因为由折射现象所产生的折射波会同直射波同时存在，从而也会产生多径衰落。
2.视线传播极限距离
视线传播的极限距离可由图1-2计算，天线的高度分别为ht和hr，两个天线顶点的连线AB与地面相切于C点。
由于地球等效半径Re远远大于天线高度，不难证明，自发射天线顶点A到切点C的距离d1为
（1-17）
同理，由切点C到接收天线顶点B的距离d2为
（1-18）
图2视线传播极限距离
可见，视线传播的极限距离d为
（1-19）
在标准大气折射情况下，Re=8500km,故
（1-20）
式中，ht、hr的单位是m,d的单位是km。
1.4障碍物的影响与绕射损耗
在实际情况下，电波的直射路径上存在各种障碍物，由障碍物引起的附加传播损耗称为绕射损耗。
设障碍物与发射点和接收点的相对位置如图1-3所示。
图中，x表示障碍物顶点P至直射线TR的距离，称为菲涅尔余隙。
规定阻挡时余隙为负，如图1-3（a）所示；
无阻挡时余隙为正，如图1-3（b）所示。
由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图1-4所示。
图中，纵坐标为绕射引起的附加损耗，即相对于自由空间传播损耗的分贝数。
横坐标为x/x1,其中x1是第一菲涅尔区在P点横截面的半径，它由下列关系式可求得：
（1-21）
图3障碍物与余隙
（a）负余隙；
（b）正余隙
由图1-4可见，当x/x1＞0.5时，附加损耗约为0dB，即障碍物对直射波传播基本上没有影响。
为此，在选择天线高度时，根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙x＞0.5x1;
当x＜0，即直射线低于障碍物顶点时，损耗急剧增加；
当x=0时，即TR直射线从障碍物顶点擦过时，附加损耗约为6dB。
例3-1设图1-3（a）所示的传播路径中，菲涅尔余隙x=-82m,d1=5km,d2=10km,工作频率为150MHz。
试求出电波传播损耗。
解先由式（1-13）求出自由空间传播的损耗Lfs为［Lfs］=32.44+20lg（5+10）+20lg150=99.5dB
由式（1-21）求第一菲涅尔区半径x1为
式中，λ=c/f,c为光速，f为频率。
由图1-4查得附加损耗（x/x1≈-1）为16.5dB,因此电波传播的损耗L为
［L］=［Lfs］+16.5=116.0dB
图1–4绕射损耗与余隙关系
1.5反射波
当电波传播中遇到两种不同介质的光滑界面时，如果界面尺寸比电波波长大得多，就会产生镜面反射。
由于大地和大气是不同的介质，所以入射波会在界面上产生反射，如图3-5所示。
通常，在考虑地面对电波的反射时，按平面波处理，即电波在反射点的反射角等于入射角。
不同界面的反射特性用反射系数R表征，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，R可表示为
R=|R|e-jψ（1-22）
式中，|R|为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比，ψ代表反射波相对于入射波的相移。
图1-5反射波与直射波
对于水平极化波和垂直极化波的反射系数Rh和Rv分别由下列公式计算：
（1-23）
（1-24）
式中，εc是反射媒质的等效复介电常数，它与反射媒质的相对介电常数εr、电导率δ和工作波长λ有关，即
（1-25）
对于地面反射，当工作频率高于150MHz（λ＜2m）时，θ＜1°
，由式（1-23）和式（1-24）可得
Rv=Rh=-1（1-26）反射波场强的幅度等于入射波场强的幅度，而相差为180°
。
在图1-5中，由发射点T发出的电波分别经过直射线（TR）与地面反射路径（ToR）到达接收点R，由于两者的路径不同，从而会产生附加相移。
由图1-5可知，反射波与直射波的路径差为
（1-27）式中，d=d1+d2。
通常（ht+hr）<
<
d,故上式中每个根号均可用二项式定理展开，并且只取展开式中的前两项。
例如：
（1-28）
由路径差Δd引起的附加相移Δφ为
（1-29）
式中，2π/λ称为传播相移常数。
时接收场强E可表示为
（1-30）
1.2移动信道的特征
2.1传播路径与信号衰落
VHF、UHF移动信道中，电波传播方式除了上述的直射波和地面反射波之外，还需要考虑传播路径中各种障碍物所引起的散射波。
图1-6是移动信道传播路径的示意图。
图1-6移动信道的传播路径
图中，hb为基站天线高度,hm为移动台天线高度。
直射波的传播距离为d,地面反射波的传播距离为d1，散射波的传播距离为d2。
移动台接收信号的场强由上述三种电波的矢量合成。
为分析简便，假设反射系数R=-1（镜面反射），则合成场强E为
（1-31）
式中，E0是直射波场强，λ是工作波长，α1和α2分别是地面反射波和散射波相对于直射波的衰减系数，而
Δd1=d1-d
Δd2=d2-d
图1-7典型信号衰落特性
2.2多径效应与瑞利衰落
在陆地移动通信中，移动台往往受到各种障碍物和其它移动体的影响，以致到达移动台的信号是来自不同传播路径的信号之和，如图3-8所示。
假设基站发射的信号为
（1-32）
式中，ω0为载波角频率，φ0为载波初相。
经反射（或散射）到达接收天线的第i个信号为Si（t），其振幅为αi,相移为φi。
图1–8移动台接收N条路径信号
假设Si（t）与移动台运动方向之间的夹角为θi,其多普勒频移值为
（1-33）
式中，v为车速，λ为波长，fm为θi=0°
时的最大多普勒频移，因此Si（t）可写成
（1-34）
假设N个信号的幅值和到达接收天线的方位角是随机的且满足统计独立，则接收信号为
（1-35）
令
（1-36）
（1-37）
则S（t）可写成
S（t）=（x+jy）exp［j（ω0t+φ0）］ （1-38）
于x和y都是独立随机变量之和，因而根据概率的中心极限定理，大量独立随机变量之和的分布趋向正态分布，即有概率密度函数为
（1-39）
（1-40）
式中，σx、σy分别为随机变量x和y的标准偏差。
x、y在区间dx、dy上的取值概率分别为p（x）dx、p（y）dy，由于它们相互独立，所以在面积dxdy中的取值概率为
p（x,y）dxdy=p（x）dx·
p（y）dy （1-41）
式中，p（x,y）为随机变量x和y的联合概率密度函数。
假设，且p（x）和p（y）均值为零，则
（1-42）
通常，二维分布的概率密度函数使用极坐标系（r,θ）表示比较方便。
此时，接收天线处的信号振幅为r,相位为θ，对应于直角坐标系为
在面积drdθ中的取值概率为
p（r,θ）drdθ=p（x,y）dxdy
得联合概率密度函数为
（1-43）
对θ积分，可求得包络概率密度函数p（r）为
（1-44）
同理，对r积分可求得相位概率密度函数p（θ）为
（1-45）
由式（1-44）不难得出瑞利衰落信号的如下一些特征：
均值
（1-46）
均方值
（1-47）
瑞利分布的概率密度函数p（r）与r的关系如图3-9所示。
图1-9瑞利分布的概率密度
当r=σ时，p（r）为最大值，表示r在σ值出现的可能性最大。
由式（1-44）不难求得
（1–48）
当r=，σ≈1.177σ时，有
（1-49）
信号包络低于σ的概率为
（1-50）
图1-10瑞利衰落的累积分布
2.3慢衰落特性和衰落储备
在移动信道中，由大量统计测试表明：
信号电平发生快衰落的同时，其局部中值电平还随地点、时间以及移动台速度作比较平缓的变化，其衰落周期以秒级计，称作慢衰落或长期衰落。
慢衰落近似服从对数正态分布。
所谓对数正态分布，是指以分贝数表示的信号电平为正态分布。
此外，还有一种随时间变化的慢衰落，它也服从对数正态分布。
这是由于大气折射率的平缓变化，使得同一地点处所收到的信号中值电平随时间作慢变化，这种因气象条件造成的慢衰落其变化速度更缓慢（其衰落周期常以小时甚至天为量级计），因此常可忽略不计。
（a）市区；
（b）郊区；
图（1-11）信号衰慢落特性曲线
为研究慢衰落的规律，通常把同一类地形、地物中的某一段距离（1~2km）作为样本区间，每隔20m（小区间）左右观察信号电平的中值变动，以统计分析信号在各小区间的累积分布和标准偏差。
图1-11（a）和（b）分别画出了市区和郊区的慢衰落分布曲线。
绘制两种曲线所用的条件是：
图1-11（a）中，基站天线高度为220m,移动台天线高度为3m;
图1-11（b）中，基站天线高度为60m,移动台天线高度为3m。
由图可知，不管是市区还是郊区，慢衰落均接近虚线所示的对数正态分。
标准偏差σ取决于地形、地物和工作频率等因素，郊区比市区大，σ也随工作频率升高而增大，如图1－12所示。
图1-12慢衰落中值标准偏差
图1-13示出了可通率T分别为90%、95%和99%的三组曲线，根据地形、地物、工作频率和可通率要求，由此图可查得必须的衰落储备量。
f=450MHz，市区工作，要求T=99%，则由图可查得此时必须的衰落储备约为22.5dB。
图1-13衰落储备量
2.4多径时散与相关带宽
1.多径时散
多径效应在时域上将造成数字信号波形的展宽，为了说明它对移动通信的影响，首先看一个简单的例子（参见3-14）。
图1-14多径时散示例
假设基站发射一个极短的脉冲信号Si（t）=a0δ（t），经过多径信道后，移动台接收信号呈现为一串脉冲，结果使脉冲宽度被展宽了。
这种因多径传播造成信号时间扩散的现象，称为多径时散。
必须指出，多径性质是随时间而变化的。
如果进行多次发送脉冲试验，则接收到的脉冲序列是变化的，如图1-15所示。
它包括脉冲数目N的变化、脉冲大小的变化及脉冲延时差的变化。
图1-15时变多径信道响应示例
（a）N=3;
（b）N=4;
（c）N=5
一般情况下，接收到的信号为N个不同路径传来的信号之和，即
（1-51）
式中，ai是第i条路径的衰减系数；
τi（t）为第i条路径的相对延时差。
实际上，情况比图1-15要复杂得多，各个脉冲幅度是随机变化的，它们在时间上可以互不交叠，也可以相互交叠，甚至随移动台周围散射体数目的增加，所接收到的一串离散脉冲将会变成有一定宽度的连续信号脉冲。
根据统计测试结果，移动通信中接收机接收到多径的时延信号强度大致如图1-16所示。
图中，t是相对时延值；
E（t）为归一化的时延强度曲线，它是以不同时延信号强度所构成的时延谱，也有人称之为多径散布谱。
图中，t=0表示E（t）的前沿。
E（t）的一阶矩为平均多径时延；
E（t）的均方根为多径时延散布（简称时散），常称作时延扩展，记作Δ。
可按以下公式计算和Δ：
（1-52）
（1-53）
式中，Δ表示多径时延散布的程度。
Δ越大，时延扩展越严重；
Δ越小，时延扩展越轻。
最大时延τmax是当强度下降30dB时测定的时延值，如图1－16所示。
图1-16多径时延信号强度
表1-1多径时散参数典型值
2.相关带宽
从频域观点而言，多径时散现象将导致频率选择性衰落，即信道对不同频率成分有不同的响应。
若信号带宽过大，就会引起严重的失真。
为了说明这一问题，先讨论两条射线的情况，即如图1-17所示的双射线信道。
为分析简便，不计信道的固定衰减，用“1”表示第一条射线，信号为Si（t）;
用“2”表示另一条射线，其信号为rSi（t）ejωΔ（t），这里r为一比例常数。
于是，接收信号为两者之和，即
（1-54）
图1-17所示的双射线信道等效网络的传递函数为
信道的幅频特性为
（1-55）
由上式可知，当ωΔ（t）=2nπ时（n为整数），双径信号同相叠加，信号出现峰点；
而当ωΔ（t）=（2n+1）π时，双径信号反相相消，信号出现谷点。
根据式（1-55）画出的幅频特性如图3-18所示。
图1-17双射线信道等效网络
图1-18双射线信道的幅频特性
由图可见，其相邻两个谷点的相位差为
Δφ=Δω×
Δ（t）=2π
则
由此可见，两相邻场强为最小值的频率间隔是与相对多径时延差Δ（t）成反比的，通常称Bc为多径时散的相关带宽。
若所传输的信号带宽较宽，以至与Bc可比拟时，则所传输的信号将产生明显的畸变。
实际上，移动信道中的传播路径通常不止两条，而是多条，且由于移动台处于运动状态，相对多径时延差Δ（t）也是随时间而变化的，因而合成信号振幅的谷点和峰点在频率轴上的位置也将随时间而变化，使信道的传递函数呈现复杂情况，这就很难准确地分析相关带宽的大小。
工程上，对于角度调制信号，相关带宽可按下式估算：
（3-56）
式中，Δ为时延扩展。
1.3陆地移动信道的传输损耗
1.3.1接收机输入电压、功率与场强的关系
1.接收机输入电压的定义
参见图3-19。
将电势为Us和内阻为Rs的信号源（如天线）接到接收机的输入端，若接收机的输入电阻为Ri且Ri=Rs，则接收机输入端的端电压U=Us/2，相应的输入功率P=U2s/4R。
由于Ri=Rs=R是接收机和信号源满足功率匹配的条件，因此U2s/4R是接收机输入功率的最大值，常称为额定输入功率。
图1-19接收机输入电压的定义
为了计算方便，电压或功率常以分贝计。
其中，电压常以1μV作基准，功率常以1mW作基准，因而有：
（3-57）
（1-58）
式中，Us以V计。
2.接收场强与接收电压的关系
当采用线天线时，接收场强E是指有效长度为1m的天线所感应的电压值，常以μV/m作单位。
为了求出基本天线即半波振子所产生的电压，必须先求半波振子的有效长度（参见图1-20）。
半波振子天线上的电流分布呈余弦函数，中点的电流最大，两端电流均为零。
如果将中点电流作为高度构成一个矩形，如图中虚线所示，并假定图中虚线与实线所围面积相等，则矩形的长度即为半波振子的有效长度。
经过计算，半波振子天线的有效长度为λ/π。
这样半波振子天线的感应电压Us为
（1-59）
式中，E的单位为μV/m，λ以m为单位，Us的单位为μV。
若场强用dBμV/m计，则
（1-60）
在实际中，接收机的输入电路与接收天线之间并不一定满足上述的匹配条件（Rs=Ri=R）。
在这种情况下，为了保持匹配，在接收机的输入端应加入一阻抗匹配网络与天线相连接，如图1-21所示。
在图中，假定天线阻抗为73.12Ω，接收机的输入阻抗为50Ω。
接收机输入端的端电压U与天线上的感应电势Us有以下关系：
图1-20半波振子天线的有效长度
图1-21半波振子天线的阻抗匹配电路
1.3.2地形、地物分类
1.地形的分类与定义
为了计算移动信道中信号电场强度中值（或传播损耗中值），可将地形分为两大类，即中等起伏地形和不规则地形，
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