李瑞永磁直驱风力发电系统的共直流母线并联策略Word文档下载推荐.docx
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高频环流，但对低频环流的抑制效果有限，而且在兆瓦级风电变流器中，电感量的增大会大
大增加系统体积、重量和成本，因此在确定Lgi、Lg2、Li、L12时，应在满足要求的情况下尽
量小。
图1系统拓扑结构
1.3环流分析
1.3.1三相静止坐标系下环流分析
为了对并联型系统进行环流分析，首先需要对每相桥臂进行等效，将其转换为平均模型。
在变换器的一个开关周期内，由于时间很短，可认为流过电感的电流"
、直流母线电压Uc
保持不变。
因此，根据平均值原理，一个开关周期内，每相桥臂中点的电压u、流过上桥臂
u=dUdc
i=diL
可以得到机侧变换器、
（1）
⑵
网侧变换器的每相桥臂的平
功率开关管的电流i可分别表示为
式中d为每相桥臂占空比。
由式
（1）、
（2）
均模型，分别如图2（a）、（b）所示：
+
C=«
_Udc
Udc_・C
（a）机侧变换器每相桥臂平均模型（b）网侧变换器每相桥臂平均模型
Lg、L分别为机侧和
图2每相桥臂的平均模型
图中虚线框部分分别为机侧变换器和网侧变换器每相桥臂的平均模型,
网侧三相电感，ig、ii分别为机侧和网侧线电流，Ug、U1分别为机侧和网侧每相桥臂中点电
压，dg、di分别为机侧和网侧每相桥臂占空比，C为直流母线电容。
为了分析并联型永磁直驱风电系统环流产生的根本机理，可将PMS（看作电势分别为ega、
egb、egc的三相电压源，同时结合图2,可以得到并联型系统的平均模型，如图3所示。
图中
igak、igbk、igck（k=1,2）侧三相输入电流；
dgak、dgbk、dgck（k=1,2）
分别为两机侧变换器三相桥臂占空比；
Rk（k=1,2）为两机侧变换器包含电感电阻在内的每相
线路电阻；
Ck（k=1,2）为直流母线电容；
Uc为直流母线电压；
eia、eb、eic分别为电网三相电压；
iiak、iibk、iick（k=i,2）分别为两网侧变换器交流侧三相输出电流；
diak、dbk、dick（k=i,
2）分别为两网侧变换器三相桥臂占空比；
Rk（k=1,2）为两网侧变换器包含电感电阻在内的每
相线路电阻。
在单套系统中，由于不存在环流路径，即使有零序电压存在也不会引起环流，但在并联
型系统中存在着两条环流路径，如图3所示，这两条路径为低阻抗回路，即使零序电压很小，
也会产生很大的环流。
图3中igz、iiz分别为机侧和网侧环流，且
i--i
'
gzgzi
—_I—I
gz2ga1
--（iga2
igb2'
igc2）
iz2=hai'
iibi*iici=一（iia2'
iib2'
iic2）
igbi
T~.
Igcl
Rg2
Lg2
gbiUdc
Rgi
Iiz二Iizi-
Igc2
igai
iia1
iibi
Ri
czi-r
ia
eb®
1
i
AAj.Id話dgaiUd可dg：
igci
iga2
Ci
Udc
|ci^dgbiigbidgaiiga^^^iaiiia^^ibiiib\iaiU
Lii
d
eic
-&
igzi
iiziiia2
R|2
igz
iiz
C2
iib2
iic2
Q<
P
dgc2Ud彳dgb2Udfdga2Ud^dg^igc2dgb2igb2dga2iga2
gz2
dia2iia2
22ib2iib^带ic：
iic^dia2Ud^d
iiz2
L|2
dib2Udcdic2Udc
图3三相静止坐标系下并联型系统的平均模型
根据图3所示平均模型，由基尔霍夫电压、
电流定律可得由占空比表示的状态空间方程:
dt
"
Jgci
-i
Lgi
—dgaiUdc—Unog'
_dgbiUdc-Unog
iga21
!
『ga-dgazUdc-UN°
g1
igb2
i
-（Rg2
igb2
—
8gb—dgb2Udc—UNOg）
g!
igc2
-
igc2
egc—dgc2Udc—UNOg
一dg^Udc-UNOg
ddt
Tiia^£
Ti
iibi
J』ciJ-dic2」」ic2」
dUdc
dgai
.dgci
（dgbi
dib2
ia2
iib2
IiaiI4~i>
iibi=~（Rii.iLi
Jici」
+diaiUdc+UNOi+dibiUdc+UNOi+diciUdc+UNOi
（8）
ila21
Ila21
[
—Qa+dla2Udc+UNOl1
ilb2
—1
=L（R2
ilb2
—Qb+dlb2Udc+UNOl）
Ll2■
』C2_
l
—Qc+dlc2Udc+UNOl
（9）
1.3.2同步旋转坐标系下环流分析
为简化控制系统设计，需要将三相静止坐标系下的数学模型转换为同步旋转坐标系下的数学模型。
在进行坐标变换时，通常采用二维坐标变换，即abc/dq变换，从而在二维空间
实现对系统的控制。
二维坐标变换是以三相电流之和为零为前提的，对于本文所提拓扑结构，
由于存在零序分量，由常规的二维变换得到的d轴、q轴分量是不准确的，且无法得到z轴
分量，即使变换后得到的d轴分量和q轴分量达到控制要求，交流侧三相电流也会产生严重
的畸变，导致不均流、EMI等问题。
为解决上述问题，
本文采取三维坐标变换，即
abc/dqz
变换，变换矩阵如下式所示：
coscctcos（灼t一2兀/3）
2
T=一-sinot-sin（CCit—2兀,3）
-1/Q1/42
cos（cct+2兀/3）
-sin（3t+2馆/3）
（10）
1/Q」
式中•为同步角速度。
需要指出，与二维变换相比，三维坐标变换需要增加一路电流传感器，以实现三维空间中各个控制量的准确获取。
三相静止坐标系中物理量和同步旋转坐标系
中物理量的关系可表示为：
xq#
Xz
了r
=T/aXbXc
（11）
因此，根据式（5）-（9）描述的三相静止坐标系下并联型系统的数学模型，可以得到同步旋转坐标系下并联型系统的数学模型：
iddt
Jgz!
一
gd1
igq1
—阳'
igdJ_0Tg0「
Lg1
g一L°
00|igq1+-
L
j[_igzi一
g1
egd—dgd1Udc
egq—dgq1Udc
egz—dgz1Udc—3UNOg
（12）
■jgd21
igq2
igdJ「0-8g0卩
igq2-COg00|Igq2
igd2
2C1C2I
dgd1
dgq1
Tdgz1J
dld2dlq2
Jfgz2
g2
egd—dgd2Udcegq_dgq2Udc-dgz2Udc-3U
NOg
（13）
igd1
42.
igz1
&
j
Tdlz2；
dgd2
dgq2
■—dgz2
igd2
丘.
——igz2
ugz2」,-
血"
T）
2ilq2ilz2
3
ld1Irhd1I0-国
lq1
Iz11
L|1
ilq1
Jlzjp
•丄
l1
KJL
-T
dld1
dlq1
一3
dlz1
ild1
ilq1
妊
-—i.
-3
ilz1
（14）
-ed+dld1Udc
Vq+d]q1Udc
[虫吃*deUdc*3UNOl
（15）
Rl2
Ll2
hd2丨0
ilq2
•，l0
00
几八1
Iilq21匚
」Liiz2」
-eid-did2Udc
-eiq'
dlq2Udc
diz2Udc■3UNOl
（16）
式中•g、r分别为PMS酮步角速度和电网同步角速度，egz、eiz分别为机侧和网侧电势零轴
分量，dgzk（k=1,2）分别为两机侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量，dzk（k=1,2）分别为
两网侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量，即
egz=ega
-egb-egc
（17）
（18）
（19）
elz=环+eb+ec
dgzkrdgak-dgbk-dgck,（k=1,2）
dlzk=dgk■dlbk■dlck,（k=1,2）（20）
由式（12）-（16）可以得到并联型系统的平均模型，如图4所示。
可以看出，机侧环流与
网侧环流是互相独立的，对于机侧环流，它是由两机侧变换器三相桥臂占空比零轴分量的不一致造成的，即dgz1^dgz2，通过调节dgz1或dgz2可以到达调节机侧环流的目的。
对于网侧环
流可以得到相同的结论。
机侧环流和网侧环流可进一步分别表示为：
digz
Rg1Rg2.
Lg1'
dgz1-dgz2
Udc
Lg2
（21）
diiz
Ri1'
Ri2iiz
LI1'
Ll2
diz1-diz2•上圧Udc
Ll1'
LI2
（22）
-gLg2igq2
&
1”
H.■f
igd1,
‘Rg；
■.■dgd1Udc
egd
dgd2Udc
:
：
gLg1igq1Lg1
I_rdgz2Udc
3di
2dgd2igd2
■g1igd1Lg1
2dgd1igd1
•gLg2igd2'
2dgq1igq1
1,,dlz1ilz1dlq1ilq1
J"
Rg1
igq1igq2
-dgq1Udc
-egq
dgq2Udc"
igz1igz2
3d
2dgq2
3d|q2i
I2
；
.-'
l.Ll2ilq2
R2
—did1iid1
Li2
iid2'
ed-
lLl1ilq1
I1
did1U
igq/gz汾貝萨译
t'
I.L12ild2
Ri1
d|q1Udc
_Li2iiz2iiz1Li1_
1Ri2R1A
Ldiz2Udc宀."
亠•'
diz1Udc
iiq2igq1
eq
Li1'
iLi1iid1
•$diq2Udc
3..
did2I|d2
图4同步旋转坐标系下并联型系统的平均模型
1.4控制策略
并联型永磁直驱风电系统的控制策略如图5所示。
首先，基于上述数学模型，针对空间
矢量脉宽调制（spacevectorpuisewidthmoduiation,SVPWM）设计了环流控制器。
由于机
侧环流与网侧环流是互相独立的，因此在设计机侧和网侧环流控制器时可独立考虑。
对于机
侧环流控制器，由于igz=igz1=-igz2,只要抑制机侧其中一个变换器的环流，另一机侧变换器
的环流就自然得到抑制，本文针对上机侧变换器设计了环流控制器。
首先电流传感器测量上
机侧变换器的三相电流，由式（10）所示变换矩阵可以得到零轴电流信号，送入环流控制器后
作为反馈信号，给定为0，经PI调节后作为环流控制器的输出分别补偿到三相桥臂占空比
dga1、dgb1、dgc1上，从而调整dgz1，达到抑制环流的目的。
同时，在补偿dga1、dgb1、dgc1时，应
满足补偿量小于T°
/4,T为SVPWI调制方式中一个开关周期内零矢量的作用时间，以保证在
抑制环流的同时不影响其它控制量。
网侧环流控制器的设计同机侧环流控制器。
PMSG勺转子位置角0g由多重化滑模算法得到，解决了传统滑模算法的抖振问题，且不
牺牲其鲁棒性，实现了转子的精确定位。
为最大捕获风能，使用最大功率点追踪（maximum
powerpointtracking,MPPT）技术，其输出经权重分配后，分别作为两机侧变换器的q轴
电流给定，同时，两变换器的d轴电流给定一般为零，以保证在容量一定的情况下变换器向
直流侧输出有功功率的能力最大。
网侧上下两并联变换器使用共同的电压外环、单独的电流内环，即电压环的输出经权重
分配后，分别作为两网侧变换器的d轴电流给定。
在变换器容量一定的情况下，为最大地将
风能输送到电网，两变换器q轴电流给定一般为零，实现风电系统的单位功率因数并网。
控
制中所需的电网角度0i由数字锁相环（phaselockedloop,PLL）得到。
tg
abc/az
电流环控制器
转子位置观
测器
ug円
igqref
电流权i重分配
Ugal
HI:
4[3
THTI：
T
igb1
ilb1
ug
WM
gq1ref
控制器
Uga2
Ula
■ld2
ilq2“
MPPT
4abc/dqz
igd2ref
igq2ref
igk
电流环一控制器Mref
+dq；
占a
+0q;
■+a
Ugqi
Ugq2
Ulq2
0•
ild2
igdl讣U,
Udcref
ila1
ilq2ref
吨QtQ斗
0abc/dqz]
g卩1igqi
ilzi
Iabc/dqz
图5系统控制策略
igc2
gz1ref
环流
lz1lzlref
dlk2
sVPWM
Ln
Ulb
Ulc
ilq1ref
ild1
Uldi卩
0q;
厂丁Ulq1
莘
円Ul
dq?
*-
—电流权ild2ref重分配
ildref
电压环
UdF
1.5仿真分析
为了验证上述模型及控制策略的正确性，本文对一组永磁直驱风电平台进行了仿真验证，仿真参数如下：
机侧电抗器Lgi=Lg2=2mH网侧电抗器Li=Ll2=4mH直流母线电容
C=C=6800^F,PMSG勺主要参数为：
额定频率26.67Hz，额定转速200r/min，额定电压230V,额定功率10kW极对数8，定子相电阻0.45Q，同步电感0.005H，转子磁链幅值0.8Wb。
图6（a）为不采用环流控制时两机侧变换器的a相电流和机侧ZSCC的实验波形，可以看
出，此时机侧zsccrn大，两机侧变换器电流波形畸变严重，且存在两机侧变换器不均流的问题。
图6（b）为采用环流控制时两机侧变换器的a相电流和机侧ZSCC的实验波形，可以看
出，此时机侧ZSCC得到了很好的抑制，基本在零附近，机侧变换器电流正弦性较好，且波形一致，实现了两并联机侧变换器的均流。
图7（a）为不采用环流控制时两网侧变换器的a相电流和网侧ZSCC的实验波形，可以看
出，此时网侧ZSCC很大，两网侧变换器电流波形畸变严重，且存在网机侧变换器不均流的问题。
图7（b）为采用环流控制时两网侧变换器的a相电流和网侧ZSCC的实验波形，可以看
出，此时网侧ZSCC得到了很好的抑制，基本在零附近，网侧变换器电流正弦性较好，且波形一致，实现了两并联网侧变换器的均流。
图8（a）为不采用环流控制时单个机侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，机侧变换器三相交流电流畸变严重，且存在三相不对称问题。
图8（b）为采用环流控制时单个机侧
变换器的三相电流实验波形，可以看出，此时机侧变换器电流三相对称，正弦性良好。
图9（a）为不采用环流控制时单个网侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，网侧变
换器三相交流电流畸变严重，且存在三相不对称问题。
图9（b）为采用环流控制时单个网侧
变换器的三相电流实验波形，可以看出，此时网侧变换器电流三相对称，正弦性良好。
40
-40
0.60°
ga2
I
iga
A
■
v
gz1
Lh-I
■!
V
30
20
10
-20
-30
0.79220.8'
0.6280.64660.664
1-10
i'
，2
ia
0.68820.7090.72980.75060.7714
t/s
0.75060.77140.7922
-40
0.60~~0.6258~0.6466~0.6674~0.6882
ig
a^
ic
a1
X
z
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E
r
亠
I£
一
a；
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