李瑞永磁直驱风力发电系统的共直流母线并联策略Word文档下载推荐.docx

1、高频环流，但对低频环流的抑制效果有限， 而且在兆瓦级风电变流器中， 电感量的增大会大大增加系统体积、重量和成本，因此在确定 Lgi、Lg2、Li、L12时，应在满足要求的情况下尽量小。图1系统拓扑结构1.3环流分析1.3.1三相静止坐标系下环流分析为了对并联型系统进行环流分析， 首先需要对每相桥臂进行等效， 将其转换为平均模型。在变换器的一个开关周期内，由于时间很短，可认为流过电感的电流 、直流母线电压 Uc保持不变。因此，根据平均值原理，一个开关周期内，每相桥臂中点的电压 u、流过上桥臂u = dU dci =di L可以得到机侧变换器、（1）网侧变换器的每相桥臂的平功率开关管的电流i可分别

2、表示为式中d为每相桥臂占空比。 由式（1）、（2）均模型，分别如图 2（a）、（b）所示：+C = _UdcUdc_ C（a）机侧变换器每相桥臂平均模型 （b）网侧变换器每相桥臂平均模型Lg、L分别为机侧和图2每相桥臂的平均模型图中虚线框部分分别为机侧变换器和网侧变换器每相桥臂的平均模型,网侧三相电感，ig、ii分别为机侧和网侧线电流， Ug、U1分别为机侧和网侧每相桥臂中点电压，dg、di分别为机侧和网侧每相桥臂占空比， C为直流母线电容。为了分析并联型永磁直驱风电系统环流产生的根本机理， 可将PMS（看作电势分别为ega、egb、egc的三相电压源，同时结合图 2,可以得到并联型系统的平均

3、模型，如图 3所示。图中i gak、 i gbk、i gck （ k = 1,2） 侧三相输入电流 ； dgak、 dgbk、 dgck （ k=1,2）分别为两机侧变换器三相桥臂占空比； Rk（ k=1, 2）为两机侧变换器包含电感电阻在内的每相线路电阻；Ck（ k=1,2）为直流母线电容；Uc为直流母线电压；eia、eb、eic分别为电网三相 电压；iiak、i ibk、i ick（ k=i, 2）分别为两网侧变换器交流侧三相输出电流； diak、dbk、dick（k=i,2）分别为两网侧变换器三相桥臂占空比； Rk（k=1, 2）为两网侧变换器包含电感电阻在内的每相线路电阻。在单套系统中

4、，由于不存在环流路径， 即使有零序电压存在也不会引起环流， 但在并联型系统中存在着两条环流路径， 如图3所示，这两条路径为低阻抗回路， 即使零序电压很小，也会产生很大的环流。图 3中i gz、iiz分别为机侧和网侧环流，且i - - igz gzi_I Igz 2 ga1-（iga2igb2 igc2 ）iz2 =hai i i bi * iici = 一（ii a2 i ib 2 ii c2 ）igbi T.IgclRg2Lg2gbiUdcRgiI iz 二 I izi - Igc2igaiiia1i ibiRiczi-ri aeb1i A A j . I d話dgaiU d可dg：igci

5、i ga2CiUdc|cidgbiigbi dgaiiga iaiiiaibiii b iaiULiidei c-&igziiizi iia2R|2igziizC2ii b2ii c2Q iibi = （ Ri i. i LiJi ci+ diaiU dc +U NOi + dibiU dc +U NOi + diciU dc +U NOi（8）ila2 1Ila2 1Qa +dla2U dc +U NOl 1ilb21= L（R2ilb 2Qb +dlb2Udc +U NOl ）Ll 2 C2 _lQc +dlc2Udc +U NOl（9）1.3.2同步旋转坐标系下环流分析为简化控制系统设计

6、，需要将三相静止坐标系下的数学模型转换为同步旋转坐标系下的 数学模型。在进行坐标变换时，通常采用二维坐标变换，即 abc/dq变换，从而在二维空间实现对系统的控制。二维坐标变换是以三相电流之和为零为前提的， 对于本文所提拓扑结构，由于存在零序分量，由常规的二维变换得到的 d轴、q轴分量是不准确的，且无法得到 z轴分量，即使变换后得到的 d轴分量和q轴分量达到控制要求， 交流侧三相电流也会产生严重的畸变，导致不均流、 EMI等问题。为解决上述问题，本文采取三维坐标变换，即abc/dqz变换，变换矩阵如下式所示：coscct cos（灼t 一2兀/3）2T =一 -sinot -sin（CCit

7、2兀,3）-1/Q 1/42cos（cct +2兀/3）-si n（3t +2 馆/3）（10）1/Q 式中为同步角速度。需要指出，与二维变换相比，三维坐标变换需要增加一路电流传感 器，以实现三维空间中各个控制量的准确获取。 三相静止坐标系中物理量和同步旋转坐标系中物理量的关系可表示为：xq#Xz了 r=T /a X b Xc（11）因此，根据式（5）-（9）描述的三相静止坐标系下并联型系统的数学模型，可以得到同步 旋转坐标系下并联型系统的数学模型：i d dtJgz! 一gd1igq1阳igdJ _0 Tg 0Lg1g 一 L0 0 | igq1 +-Lj_igzi 一g1egd dgd 1

8、U dcegq dgq1U dcegz d gz1U dc 3U NOg（12）jgd2 1igq2igdJ0 -8g 0卩igq2 - COg 0 0 | Igq2igd 22 C1 C2 Id gd1dgq1Tdgz1Jdld 2 dlq2Jfgz2g2egd d gd 2U dc egq _ d gq 2U dc -d gz2U dc - 3UNOg（13）igd142.i gz1,& jTdlz2 ；dgd2dgq2dgz2igd2丘.igz2,ugz2,-血T）2 ilq2 ilz23ld 1 I r hd 1 I 0 -国lq1Iz1 1L|1ilq 1Jlzj p丄l1KJ L-

9、Tdld 1dlq1一 3dlz1ild 1ilq1妊-i.-3ilz1（14）-ed +dld1UdcVq +dq1U dc虫吃 *d eU dc * 3U NOl（15）Rl 2Ll2hd2 丨 0ilq2，l 00 0几八1Iilq21 匚Liiz2-eid - did 2U dc-eiq dlq 2U dcdiz2U dc 3U NOl（16）式中 g、r分别为PMS酮步角速度和电网同步角速度， egz、eiz分别为机侧和网侧电势零轴分量，dgzk （ k=1,2）分别为两机侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量， dz k （ k=1,2）分别为两网侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量，即eg

10、z =ega-egb - egc（17）（18）（19）elz =环 +eb +ecdgzk rdgak - dgbk - dgck, （k =1, 2）dlzk =dgk dlbk dlck, （k =1, 2） （20）由式（12）-（16）可以得到并联型系统的平均模型，如图 4所示。可以看出，机侧环流与网侧环流是互相独立的，对于机侧环流，它是由两机侧变换器三相桥臂占空比零轴分量的不 一致造成的，即 dgz1 dgz2，通过调节dgz1或dgz2可以到达调节机侧环流的目的。对于网侧环流可以得到相同的结论。机侧环流和网侧环流可进一步分别表示为：digzRg1 Rg2.Lg1 dgz1 - d

11、gz2U dc Lg2（21）diizRi1 Ri2iizLI1 Ll 2diz1 - d iz2 上圧UdcLl 1 LI2（22）-gLg2i gq2&1 ”H . figd1 ,Rg；. dgd1 Udcegddgd2 Udc:：gLg1 igq1 Lg1I _r dgz2 U dc3d i2dgd2igd2g1 igd1 Lg12dgd1 igd1gLg2igd2 2dgq1 igq11 , , d lz1 i lz1 dlq1 ilq1J Rg1i gq1 igq2-dgq1 Udc-egqdgq2 U dc i gz1 igz23d2dgq23d|q2iI2；.-l.Ll2ilq2

12、R2did1 iid1Li2iid2 ed-lLl1ilq1I1did1Uigq/gz汾 貝萨译t I.L12 i ld2Ri1d|q1 U dc_ Li2 iiz2 iiz1 Li1 _1 Ri2 R1 ALdiz2Udc 宀. 亠 diz1 Udciiq2 igq1eqLi1 iLi1iid1 $ diq2 U dc3 .did2 I|d2图4同步旋转坐标系下并联型系统的平均模型1.4控制策略并联型永磁直驱风电系统的控制策略如图 5所示。首先，基于上述数学模型， 针对空间矢量脉宽调制（space vector puise width moduiation, SVPWM） 设计了环流控制器。

13、由于机侧环流与网侧环流是互相独立的， 因此在设计机侧和网侧环流控制器时可独立考虑。 对于机侧环流控制器，由于 i gz=igz1=-igz2,只要抑制机侧其中一个变换器的环流，另一机侧变换器的环流就自然得到抑制， 本文针对上机侧变换器设计了环流控制器。 首先电流传感器测量上机侧变换器的三相电流， 由式（10）所示变换矩阵可以得到零轴电流信号， 送入环流控制器后作为反馈信号，给定为 0，经PI调节后作为环流控制器的输出分别补偿到三相桥臂占空比dga1、dgb1、dgc1上，从而调整dgz1，达到抑制环流的目的。同时，在补偿 dga1、dgb1、dgc1时，应满足补偿量小于 T/4 , T为SVP

14、WI调制方式中一个开关周期内零矢量的作用时间， 以保证在抑制环流的同时不影响其它控制量。网侧环流控制器的设计同机侧环流控制器。PMSG勺转子位置角0 g由多重化滑模算法得到，解决了传统滑模算法的抖振问题， 且不牺牲其鲁棒性，实现了转子的精确定位。为最大捕获风能，使用最大功率点追踪 （maximumpower point tracking, MPPT） 技术，其输出经权重分配后，分别作为两机侧变换器的 q轴电流给定，同时，两变换器的d轴电流给定一般为零， 以保证在容量一定的情况下变换器向直流侧输出有功功率的能力最大。网侧上下两并联变换器使用共同的电压外环、 单独的电流内环，即电压环的输出经权重分

15、配后，分别作为两网侧变换器的 d轴电流给定。在变换器容量一定的情况下， 为最大地将风能输送到电网，两变换器q轴电流给定一般为零， 实现风电系统的单位功率因数并网。 控制中所需的电网角度 0 i由数字锁相环（phase locked loop, PLL） 得到。tgabc/a z电流环 控制器转子位置观测器ug円i gqref电流权i 重分配Ug alHI : 4 3T H T I： Tigb1i lb1ugWMgq1ref控制器Ug a2Ul ald2ilq2“MPPT4 abc/dqzi gd2refi gq2refigk电流环一 控制器Mref+ dq；占a+ 0q;+ aUgqiUgq2

16、Ulq20 i ld2i gdl 讣U,Udcrefila1i lq2ref吨Q tQ斗0 abc/dqzg 卩1 igqiilziI abc/dqz图5系统控制策略igc2gz1ref环流lz1 lzlrefdlk2sVPWMLnUlbUlcilq1refi ld1Uldi 卩0q;厂丁 Ulq1莘円Uldq?*-电流权 ild2ref重分配i ldref电压环UdF1.5仿真分析为了验证上述模型及控制策略的正确性，本文对一组永磁直驱风电平台进行了仿真验 证，仿真参数如下：机侧电抗器 Lgi=Lg2=2mH网侧电抗器 Li=Ll2=4mH直流母线电容C=C=6800 F, PMSG勺主要参数

17、为：额定频率26.67Hz，额定转速200r/min，额定电压230V, 额定功率10kW极对数8，定子相电阻0.45 Q，同步电感0.005H，转子磁链幅值 0.8Wb。图6（a）为不采用环流控制时两机侧变换器的 a相电流和机侧ZSCC的实验波形，可以看出，此时机侧 zsccrn大，两机侧变换器电流波形畸变严重，且存在两机侧变换器不均流的 问题。图6（b）为采用环流控制时两机侧变换器的 a相电流和机侧ZSCC的实验波形，可以看出，此时机侧 ZSCC得到了很好的抑制，基本在零附近，机侧变换器电流正弦性较好，且波 形一致，实现了两并联机侧变换器的均流。图7（a）为不采用环流控制时两网侧变换器的

18、a相电流和网侧ZSCC的实验波形，可以看出，此时网侧 ZSCC很大，两网侧变换器电流波形畸变严重，且存在网机侧变换器不均流的 问题。图7（b）为采用环流控制时两网侧变换器的 a相电流和网侧ZSCC的实验波形，可以看出，此时网侧 ZSCC得到了很好的抑制，基本在零附近，网侧变换器电流正弦性较好，且波 形一致，实现了两并联网侧变换器的均流。图8（a）为不采用环流控制时单个机侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，机侧变 换器三相交流电流畸变严重，且存在三相不对称问题。图 8（b）为采用环流控制时单个机侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，此时机侧变换器电流三相对称，正弦性良好。图9（a）为不采用环流

19、控制时单个网侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，网侧变换器三相交流电流畸变严重，且存在三相不对称问题。图 9（b）为采用环流控制时单个网侧变换器的三相电流实验波形，可以看出，此时网侧变换器电流三相对称，正弦性良好。40-400.60ga2IigaAvgz1Lh-I!V302010-20-300.7922 0.80.62 8 0.6466 0.66 41 -10i，2ia0.6882 0.709 0.7298 0.7506 0.7714t/s0.7 506 0.7 714 0.7922-40 0.60 0.62580.64660.66740.6882igaica1Xz*Er亠I 一a ；1 iJ/