运算放大器电路固有噪声的分析与测量Word格式文档下载.docx
《运算放大器电路固有噪声的分析与测量Word格式文档下载.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《运算放大器电路固有噪声的分析与测量Word格式文档下载.docx（19页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
现在我们将图10.2中的共模和差动电压信号源表示法应用于三运放INA，并对增益方程求解。
这一练习给我们的噪声分析提供了颇具价值的启发。
通过分离输入级和输出级（请参见图10.3），我们将简化这一分析过程。
这就允许我们可以单独分析每一半，从而我们可以在后期将二者整合，以得出全部的结果。
图10.3开始三运放INA分析
在图10.4中我们对称地将输入级的上半部分和下半部分分离后开始进行分析。
放大器的每一半均可视为一个简单的、非反相放大器（增益=Rf/Rin+1）。
请注意，增益设置电阻也被分成了两半，因此每一半的增益为：
增益=2Rf/Rg+1。
请注意，共模电压（Vcm）向放大器每一半输出端的转移。
图10.4三运放INA输入级分析
图10.5显示了INA输出级的分析。
该放大器拓扑通常被称为差动放大器（diff-amp）。
为了分析输出级，我们将放大器分为了两半，对每一半进分析并使用叠加将两个分析结果整合。
放大器的上半部分是一个简单的反相放大器，增益为-1：
Vout=–Vin。
图10.5中放大器的下半部分是一个非反相放大器，其分压器连接至输入端。
请注意放大器的下半部分有两个输入端。
一个输入端（Va1）源自输入级，另一个输入端源自（Vref）参考引脚。
分压器（R4和R6）将两个输入端除以2。
非反相放大器的增益为2：
R5/R4+1。
Va2和Vref处的总增益为1：
分压器增x非反相增益=0.5x2=1。
图10.5开始三运放INA分析
将图10.5中放大器的两半部分的结果整合起来可以得出差运放大器的方程式：
Vout=Va2–Va1+Vref。
接下来，把图10.4和图10.5中最终传递函数的结果整合。
请注意所有的增益都位于第一个级，第二个级将第一个级的差动输出转换成了一个单端信号。
参考电压直接添加到了输出端（参考信号增益＝1）。
图10.6开始三运放INA分析
三运放仪表放大器的噪声模型
图10.7显示了INA示意图中运算放大器的噪声源。
请注意每一个电阻还具有一个与运算放大器噪声源有关的散热噪声。
您可以将所有这些噪声源在INA输入端作为单信号源归并在一起，或作为INA输入和输出级两个噪声源归并在一起。
图10.8显示了具有一个或两个噪声源的简化噪声模型。
本系列文章的第2部分介绍了噪声模型，本系列文章的第4部分显示了用于spice分析的简化版本。
图10.7三运放INA的噪声模型
图10.8顶部的两级模型具一个输入级（Vn_in）电压噪声源和一个输出级（Vn_out）电压噪声源。
Vn_RTO（输出电压噪声）识别整个INA的输出噪声。
要计算噪声Vn_RTO，可以将输入噪声方和根乘以增益和输出噪声相加（请参见图10.8中的方程式5）。
要计算输入噪声，可以将输出噪声除以INA增益（请参见图10.8中的方程式6）。
图10.8一级或二级简化噪声模型
图10.9显示了INA333的频谱密度曲线。
请注意该图显示了输入级噪声和输出级噪声的两个独立的曲线。
要使用该曲线，请使用图10.8中方程式5和方程式6将输入级和输出级噪声整合在一起。
为了方便起见，我们将方程式5包括在了频谱密度曲线中。
图10.9中表格说明了输入级噪声如何在高增益时成为主要噪声（例如：
就100和1000增益而言，输入参考噪声为50nV/rtHz）。
增益
总输入等效噪声
（nV/rtHz）
[方程式6]
总输出噪声
（nV/rtHz）
[方程式5]
1
206.2
2
111.8
223.6
5
64
320
10
53.9
539
100
50
5000
1000
50,000
图10.9三运放INA的噪声模型
一些频谱密度曲线将输入级和输出级噪声整合到了一条曲线中。
图10.10所示的INA128噪声频谱密度曲线将输入和输出级的噪声整合到了一条曲线中。
请注意，在不同增益时有多条曲线。
就低增益而言，输入和输出级噪声都很明显（1－10增益）。
就较高的增益而言，输入噪声为主要噪声（100-1000的增益）。
（增益）
总输入有效噪声
直接从图中提取
输入x增益
110
12
120
8
8000
图10.10三运放INA的噪声模型
人们有时会着眼于图10.10中的频谱密度，并错误地认为输出噪声会随着增益变化下降。
输出噪声将随着增益的提高而一直增加。
因此正确的结论是输入级和输出级在低增益时都会引起噪声，但在高增益时输入级是带来噪声的主要原因。
由于在高增益时噪声问题通常会引起人们的注意，因此集成电路设计人员针对低噪声优化了输入级。
这与低输出噪声级时的重要程度不一样，因为输入级通常是主要原因。
IC设计人员不会优化输出级噪声性能来保持放大器的静态电流尽可能地低（请回过头去参见第7部分：
噪声与放大器静态电流成反比例关系）。
三运放仪表放大器工艺分析（handanalysis）
在本节，我们将计算典型INA应用的理想输出噪声。
完成这一工作的最佳方法是单独分析电路的不同部分然后把结果汇总在一起。
这种分析只能向我们说明哪些噪声源是主要的，哪些噪声源是可以忽略不计的。
确定这些噪声源的能力在设计低噪声系统时至关重要，具备这种能力可以使我们不用再费尽心思地去试图降低对噪声性能没有多大影响的元件中的噪声。
图10.11显示了我们将要进行分析的示例电路。
该电路的增益为101（增益=1+100k/1k）。
该电路使用一个单电源、5V仪表放大器。
在本示例中，我们使用了一个参考缓冲器来驱动参考引脚平分电源。
这样一来，输出就会随着双极输入信号对称的摆动。
参考缓冲器是必须的，因为参考引脚为相对的高阻抗且任何串联电阻均会在A3非反相输入处产生一个分压器误差（请参见参考文献[1]）。
该电路的输入是一个桥接传感器。
该桥接传感器可以测量宽泛的差动信号（例如：
压力、应力、加速等）。
然而为完成该分析，我们只是将该桥接传感器建模为4个电阻器。
图10.11用于示例计算的桥接传感器放大器
图10.12显示了如何计算参考缓冲器噪声输出。
请注意，参考缓冲器具有一个由两个100kΩ电阻组成的分压器。
从噪声的角度来看，这两个电阻为并联（即，把5V电源视为位于AC接地电压）。
为了计算参考驱动电路的总噪声，我们充分考虑了分压器的散热噪声、分压电流产生的电压噪声以及运算放大器噪声。
图10.12参考缓冲器电路的噪声等效电路
图10.13显示了图10.12中参考缓冲器的计算。
首先，我们计算了分压器（28.7nV/rtHz）的散热噪声。
电流噪声的电压噪声乘以分压器电阻以后会很小（5nV/rtHz）。
通常，您可以忽略MOSFET运算放大器的电流噪声，除非是输入电阻非常大（例如：
超过了10Meg）。
运算放大器噪声为参考缓冲器总噪声的主要噪声（62.2nV/rtHz）。
参考缓冲器的一个设计考虑因素是电阻分压器的散热噪声。
用10k电阻替代100k电阻可以大大降低散热噪声。
完成这一更改可以将输出噪声降至55nV/rtHz。
进一步降低噪声的唯一方法就是更换运算放大器。
根据应用的不同，这些更改可能不是很有效。
在本示例中，OPA333和分压器功耗都很低。
更换分压器和运算放大器来提升噪声性能会大大提高功耗。
而且，我们在后来可以看到在本电路中参考缓冲器的噪声贡献量并不很大。
图10.13参考缓冲器噪声计算
图10.14说明了如何分析电阻性桥接传感器的散热噪声以及电流噪声的影响。
进行这一分析的最简单的方法就是单独考虑每个输入并使用叠加的方法来整合每个输入端的噪声。
Vcc作为一个ac接地，每个输入端处有两个并联的桥接电阻腿。
因此，每个输入端的等效输入电阻为桥接电阻的一半（R/2）。
图10.14桥接噪声模型和输入电流噪声
图10.15显示了桥接传感器散热噪声的计算以及电流噪声的影响。
在该示例中，电流噪声非常低，因为INA333是一个MOSFET仪表放大器（100fA/rtHz）。
我们用电流噪声乘以等效输入电阻以将电流噪声转换成电压噪声。
图10.15散热噪声和电流噪声计算
图10.16显示了我们示例电路中的所有噪声分量。
请注意，输入级和传感器噪声添加为方和根（RSS）。
现在将组合的输入和传感器噪声乘以INA增益并将RSS与输出级噪声和参考缓冲器噪声相加。
图10.16示例电路中噪声分量概述
当进行噪声分析时，您通常有一个主要的噪声源并且在不引入明显误差的情况下可以忽略其他噪声源。
一个不错的经验法则是如果某噪声源是其他噪声源的三倍的话，那么该噪声就是主要的噪声源。
请谨记对因数3行进平方，因为您将噪声添加为方和根。
图10.17说明了三法则（ruleofthree）。
图10.17三法则确定了主要的噪声分量
就图10.11中的示例电路而言，您可以看到输入级噪声为主要噪声。
当对各个不同的分量进行比较时一定要记得使用三法则。
输入级噪声为50nV/rtHz，总体输入组合噪声为50.8nV/rtHz。
确定主要的噪声分量是很重要的，这样您就不会浪费时间来尝试优化那些无关紧要的电路噪声。
在本示例中，对于整个噪声来说最重要的因素是输入级噪声。
因此，优化参考缓冲器噪声不能带来测量优势。
图10.18在本示例中输入噪声为主要噪声
本分析接下来就是要计算总体rms噪声和输出端的峰至峰噪声。
要想计算rms噪声，我们就必须要知道噪声带宽。
您可以使用产品说明书中增益和频率的关系图来估计高频率增益滚降的阶次。
图10.19说明了增益如何以–20db/decade的速率滚降（相当于一个一阶或单极滤波器）。
我们使用滚降来计算砖墙校正因数（brickwallcorrectionfactor）（Kn），并将砖墙校正因数乘以3dB带宽计算出噪声带宽。
在本示例中，Kn=1.57，因为INA333高频滚降为单极。
您可以从产品说明书（3.5kHz）中的“频率响应表”中直接读取3dB带宽。
因此，就本示例而言，噪声带宽为BWn=1.57x（3.5kHz）=5.495kHz。
本文章系列的第2部分探讨了砖墙校正因数和噪声带宽。
图10.19三运放INA的噪声模型
图10.20显示了示例电路的最终计算结果。
请注意，本文章系列的第1部分阐述了用于计算总噪声的方法。
本示例使用了一个限幅自稳仪表放大器。
因此，该放大器没有一点1/f噪声且计算也更为简单。
我们用噪声带宽的平方根乘以输入噪声（请参见方程式14，图10.20）计算出rms噪声，然后用rms值6倍的值估算峰至峰电压（请参见方程式15，图21）。
图10.20桥接电阻电路的最终噪声计算
三运放仪表放大器仿真
所有SPICE仿真器都可以对图10.11中的电路进行仿真。
TI免费提供了TINASPICE和INA333模型的下载服务。
INA333模型对噪声和大多数其他相关的参数进行正确的建模。
本文章系列的第4部分说明了如何利用我们用于INA的相同方法来仿真运算放大器电路噪声。
图10.21显示了TINASPICE的可用“噪声分析”选项。
在检验了“输出噪声”框以后，仿真器将在示意图的每个测试点创建一个频谱密度曲线。
在检验了“整体噪声”框以后，仿真器将创建一个rms噪声曲线图（即完整的电源频谱密度曲线）。
图10.21TINA噪声分析选项
图10.22显示了TINASPICE中使用“输出噪声”选项生成的示例电路的仿真频谱密度曲线图。
图10.23显示了rms噪声（完整的功率频谱密度方根）。
图10.22INA333示例电路输出端的频谱密度
图10.23INA333示例电路的rms输出噪声
请注意，图10.23中的仿真噪声和计算噪声并非完全一致（仿真噪声＝422uVrms，计算噪声＝377uVrms）。
造成这种小差异的原因很多。
第一、仿真结果的频谱密度会稍高于计算频谱密度；
第二、仿真结果的带宽会稍宽于产品说明书中的带宽；
第三、仿真器增益滚降在大概200kHz时有一个“颠簸（bump）”。
工艺计算无法解释该颠簸。
图10.24说明了这些差异。
当工程师看到仿真和工艺计算之间的这些差异时他们通常会很关心这一问题。
在这种情况下，误差在大约10%左右。
噪声计算有10%的误差不算是很大。
请谨记产品说明书给出了常见的规范，因此您会看到比实际器件规范大于10%的差异。
在本示例中，就低于1kHz的带宽和频谱密度而言，工艺计算比仿真结果更加精确，因为工艺计算直接取自产品说明书。
在频谱密度曲线中200kHz-bump时仿真结果更接近产品说明书中的值。
总之，您应该忽略这一差异。
图10.24仿真计算与工艺计算的对比
利用均衡电路降低噪声
降低噪声的一种方法是将多个放大器的输入端连接在一起，并利用运算放大器均衡电路均衡输出。
图10.25显示了一个非反相均衡电路。
所有的输入电阻（R1、R2、R3、…RN）必须要具备运行的均衡特性。
此外，反馈电阻（Rf）必须要等于输入电譸arty?
允淙氲缱枋?
康闹怠
升级会员 