反激变压器设计实例一Word文件下载.docx

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图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时的B/H（磁滞回环）图2表示使用大、小气隙时，单端反激变换器中典型铁氧体磁芯的前四分之一磁滞回环。

注意大气隙时传递的能量增加∆H。

因此，可以认为所加的交流条件作用于B/H环的垂直B轴，使磁场电流∆Hac向上变化，所以，可以认为H是因变量

2.2AC条件中的气隙影响

从图2中可见，次新气隙增加使B/H特性的斜率减小，但需要的∆Bac不变。

因此磁场电流∆Hac增加。

这表示磁芯的导磁率显著减小及原边电感减小。

因此磁芯气隙不会改变交流磁通密度的需求，或相反还改善了磁芯的交流性能。

通常错误的观点是，假设由于原边匝数不够、过度施加交流电压或工作频率低（即过度施加伏秒∆Bac）而导致的磁芯饱和可以通过引入气隙来纠正。

从图2可见这不是真实的。

有或没有气隙，饱和磁通密度Bsat都保持一样。

可是引入气隙会减小剩余磁通密度Br，并增加∆Bac的工作范围，这在不连续方式中是有帮助的。

2.3DC条件中的气隙影响

绕组中的DC电流成分使B/H环中平行于H轴的DC磁化力HDC增加（HDC正比于平均直流安匝）。

对于一个特定的副边负载电流，HDC的值是确定的。

对于直流条件，B被认为是因变量。

应该注意到，有气隙的磁芯可以支持大得多的H值（DC电流）而不饱和。

很清楚，在此例中较高的H值HDC2足以使无气隙的磁芯饱和（即使无任何交流成分）。

因此，气隙对放置由绕组中的DC电流成分引起的磁芯饱和非常有效。

当反激变换器工作于连续方式时，会产生大量的DC电流成分，故必须使用气隙。

图2表示了有气隙和无气隙时磁通密度偏移∆Bac（用于承受所加的交流电压）加于由DC成分HDC产生的平均磁通密度Bdc上的例子。

对于无气隙磁芯，小的直流极化HDC1会产生磁通密度Bdc。

对于有气隙磁芯，产生同样的磁通密度Bdc需要大得多的DC电流HDC2，还有可清楚地看到在有气隙例子中，即使加上最大的直流和交流成分，磁芯都不会饱和。

总之，图2表示磁通密度∆Bac是由施加的交流电压引起的，在磁芯中引入气隙对磁通密度∆Bac没有影响。

可是在磁芯中引入气隙会使平均磁通密度Bdc（由绕组中的DC电流成分产生）大大减小。

在处理不完全能量传递（连续方式）工作方式时，提供直流磁化电流的裕度变得特别重要。

这种方式中，磁芯电流永远不会降到零，很明显无气隙时磁芯就会饱和。

记住，使用的伏秒、匝数和磁芯尺寸决定了垂直于B轴的磁通密度∆Bac的变化，而平均直流电流、匝数和此路长度决定了平行轴上HDC的值。

要提供足够的匝数和磁芯尺寸来支持所加的交流电压，要提供足够的磁芯气隙来放置饱和及支持直流电流成分。

3.110W反激变压器设计例子

在以下设计中，分别考虑施加于原边的交流和直流电压。

使用这种方法，很明显，所加的交流电压、频率、磁芯尺寸和磁芯材料的最大磁通密度控制了最小的原边匝数，而不管磁芯导磁率、气隙大小、DC电流或所需的电感。

应该注意，开始阶段原边电感不是被考虑的变压器设计参数。

理由是电感控制的是电源的工作模式，这不是变压器设计的主要需求，因此电感将在设计的后期考虑。

进一步，当铁氧体材料用于60KHz频率以下时，下面的设计方法对于所选磁芯尺寸按最小变压器损耗给出了最大的电感。

因此，由于大电感变压器通常工作于不完全能量传递方式。

如果需要完全能量传递方式，在支持最小直流极化的需求下只要简单地增加磁芯气隙就可得到，因此可减小电感。

这并不影响原来的变压器设计。

当铁氧体材料用于30KHz频率以下时，发现最小的铜损耗超过磁芯损耗。

因此如果使用最大的磁通密度，会得到最大（而不是最优）的效率。

增加B可有最小的匝数和铜损耗。

在这种条件下，该设计称为“饱和限制”。

在频率较高或使用效率较低的磁芯材料时，磁芯损耗将成为主要因数，这种情况磁通密度值较低，匝数增加，该设计称为“磁芯损耗限制”。

第一种情况限制了设计效率，由于优化效率需要磁芯损耗和铜损耗几乎相等，故不能实现。

3.1步骤1，选择磁芯尺寸

需要的输出功率是110W，假定副边效率为典型的85%（仅考虑输出二极管和变压器损耗），则变压器传递的功率为130W。

没有简单的基本公式计算变压器尺寸和功率额定值。

选择时要考虑大量的因数，其中最重要的是磁芯材料的性质、变压器的形状（即表面积对体积的比率）、表面的辐射特性、允许的温升、以及变压器工作环境。

许多制造商提供了特性图，为特殊磁芯设计给出尺寸选择的推荐，这些选择推荐通常是针对对流冷却且基于典型的工作频率及设定温升。

一定要选择为变压器设计的铁氧体，它们具有高饱和度、低生育磁通密度、工作频率下的低损耗以及高居里温度的优点。

对于反激变换器来说，高磁导率不是重要因数，因为铁氧体材料总是要有气隙。

图3是TDKEpcosN27硅铁氧体材料在25KHz工作频率、30K温升时的推荐图标。

可是大部分的真实环境没有大气，或者因为空间受限而使用强迫风冷时，实际温升较大。

因此针对这些影响要做出修正。

制造商通常给出的图标是关于他们自己所选的磁芯及材料的。

在大多数情况下，使用“面积——矢量积”计算方法。

图3.可转换功率P为磁芯尺寸（体积）的函数，以变换器型式为参数的列线图（来源于TDKEpcos）

该例中，使用图3中的图标得到了磁芯尺寸初始选择。

反激变换器的容许功率为130W，在图中对应为“E42/20”（图中对应的是20KHz工作频率；

30KHz时，磁芯的额定功率会高些）。

图4中显示了N27铁氧体（一种典型的变压器材料）的静态磁化曲线。

图4.N27铁氧体材料的静态磁化曲线图（来源于TDKEpcos）

3.2步骤2，选择导通时间

原边功率晶体管Q的最大导通时间出现在最小输入电压和最大负载时。

对本例，假设最大导通时间不能超过总的工作周期的50%（后面可以看到，使用特别的控制电路和变压器设计时最大导通时间是可以超过50%的）。

实例

频率30KHz

周期33us

半周期16.5us

留有裕量以使控制保持在合适的最小输入电压，因此可用周期是16us。

因此

ton（max）=16μs

3.3步骤3，变换器最小DC输入电压的计算

计算变换器工作于满载和最小电源输入电压时的输入DC电压Vcc。

对于输入电容整流滤波器，DC电压不能够超过输入电压有效值的1.4倍，也不可能小于输入电压有效值的1.2倍。

该电压的确切计算很困难，因为它取决于许多不确定的因数，如电源线路的源阻抗、整流器电压降、储能电容值及其特性以及负载电流。

该例中使用1.3倍的输入电压有效值（使用倍压时再乘以1.9），将给出在弥漫在时相当近似的Vcc工作值。

线路输入为90V有效值，则DC电压Vcc将接近

90×

1.3×

1.9=222V

3.4步骤4，选择工作便宜磁通密度

对于E42/20磁芯，根据制造商的数据，中心磁芯的有效面积是240mm2。

饱和磁通密度100℃时是360mT。

工作磁通密度的选择要综合考虑，反激频率在中频范围内尽可能搞，以便从磁芯得到最好效益和最小铜损耗。

对于典型的铁氧体磁芯材料和形状，工作频率上升到30KHz，即便选择最大的磁通密度，反激变压器的铜损耗通常超过磁芯损耗，这样的设计为“饱和限制”。

因此在该例中选择最大磁通密度，可是要保证磁芯在任何条件下都不饱和，如在最低工作频率下使用最大脉宽。

在下面的设计方法中，不完全能量变换器可能存在最小电源电压输入和最大负载的工作条件。

如果这种情况出现，将会出现来自变压器磁芯有效DC成分的感应现象。

可是，下面例子表明当使用大气隙时，来自DC成分的影响很小，因此工作磁通密度选择在220mT，以提供较好的工作裕量。

因此该例最大峰峰交流磁通密度Bac选择在220mT。

在设计最后要检查总的交流和DC磁通密度，以保证磁芯在高温时不会饱和。

对于不同的磁通量，可能需要重复设计。

3.5步骤5，计算最小原边匝数

在一个单的导通周期内使用伏秒方法，可以计算最小原边匝数，因为施加的电压是方波：

Nmin=Vt∆BacAe

其中，Nmin=最小原边匝数；

V=Vcc（施加的DC电压）；

t=导通时间，单位是us；

∆Bac=最大的ac磁通密度，单位是T；

Ae=磁芯的最小横街面积，单位是mm2

对于最小电源电压（90V有效值）和16us的最大脉宽

Nmin=Vt∆BacAe=222×

160.220×

181=89匝

因此，Np（min）=89匝

3.6步骤6，计算副边匝数

在反激相期间，储存在磁场的能量会传递到输出电容和负载。

再次使用伏秒方程来确定传递所需的时间。

如果原边的反激电压与施加的电压相等，则获取能量说话的时间等于输入该能量所花的时间，故该例为16us。

因此若忽略附加的漏感，开关管集电极上的电压僵尸电源电压的两倍。

在次很方便的得到每匝伏特数。

原边V/匝=VccNp=22289=2.5V/N

主控制电路要求的输出电压是5V，允许整流二极管有0.7V的电压降和相关电路及变压器副边的0.5V电压降，变压器副边的电压应为6.2V，因此副边匝数是

Ns=VsV/N=6.22.5=2.48匝

在此，Vs=副边电压；

Ns=副边匝数

V/N=每匝伏特数。

对于低电压、大电流的副边，除非采用特殊技术，否则要避免半匝，因为E型磁芯的一相可能出现饱和，使变压器调节变差。

因此匝数应为最接近的整数。

在本例中，匝数为3。

3.7步骤7，计算附加匝数

该例中，副边匝数为3，反激电压将小于正向电压，新的反激电压每匝Vfb/N是

NfbN=Vs3=6.23=2.06V/匝

为未出伏秒值，占空比必须按比例变化：

ton=PVfb/NVfbN+V/N=33×

2.062.06+2.5=14.9μs

在此，ton=Q导通时间；

P=总周期，单位是us；

Vfb/N=新的副边每匝反激电压；

V/N=原边每匝正向电压

则计算的副边匝数保留到最接近的半圈。

对于12V输出，

Ns=VsVfb/N=132.06=6.3匝

在此，Vs=13V（允许1V的绕组和整流器压降）；

Vfb/N=已调整的副边每匝电压。

对于那些附加的辅助输出（与主输出相比，其提供的电流小，mmf低）可以使用半匝。

还有，外侧的气隙要保证侧边维持的附加mmf不会饱和。

如果只有中心相磁芯有气隙，除非使用特殊技术，否则不应使用半匝绕组。

本例中，12V输出使用6匝，此时输出将多出0.4V

3.8步骤8，确定磁芯气隙尺寸

一般考虑。

图5表示一个典型铁氧体材料完全磁滞回环带有气隙和没带气隙的情况。

应注意，有气隙的磁芯要求较大的磁化力H值才能引起磁芯饱和，因此将会经手较大的DC电流成分。

再者，剩余磁通密度Br很低，使磁芯磁通密度∆B有较大的工作范围。

可是，导磁率低，使每匝电感较小（较小的AL值）和较低的电感。

根据现有铁氧体磁芯的拓扑结构和材料，发现反激单元工作在20KHz以上时，气隙不需变化。

在该设计中已考虑了完全和非完全能量传递模式的选择，该选择可以由选择合适的原边电感来实现。

调节气隙尺寸可以改变原边电感。

图5.b表示增加气隙将降低磁导率和减少电感。

气隙的另一有用特征是在H=0时，剩余磁通密度Br在由气隙时很低，使磁通密度有较大的工作范围。

最后，小的磁导率减小了由磁芯中DC成分产生的磁通，同时在工作于非完全能量传递模式时，也减小了磁芯的饱和趋势。

现在选择工作模式。

图5表示三种可能的模式。

图5.a是完全能量传递模式。

可以使用，但应注意到在传递相同能量时峰值电流非常高。

这种工作模式可引起开关晶体管、输出二极管和电容上的最大损耗，也在变压器自身内部引起最大铜损耗（I2R）。

图5.b表示在非完全能量传递模式时，具有大电感和低电流斜率的情况。

虽然这毫无疑问具有最低的损耗，但对于大多数铁氧体材料磁芯，大的DC磁化成分和高磁芯导磁率会导致磁芯饱和。

图5.c表示号的折中工作条件，具有可接受的峰值电流和三分之一峰值的有效DC成分。

实际中发现这是好的折中选择，在电流脉冲开始时有好的噪声裕量（电流控制方式尤为重要），在合理的气隙尺寸下游好的磁芯利用率以及合理的总体效率。

图5.反激变换器中原边电流波形

（a）完全能量传递模式

（b）非完全能量传递模式（最大的原边电感）

（c）非完全能量传递模式（优化的原边电感）

3.9步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法）

下面使用简单使用的方法确定气隙。

在磁芯中加入0.02in的小气隙。

用手动脉宽控制和在变压器原边加入试探电流来进行功率实验。

使用额定的输入电压和负载。

逐渐增加脉宽，小心观察电流特性的形状，使磁芯不要饱和，直到得到需要的输出电压和电流。

注意电流特性的斜率，调整气隙可得到需要的斜率。

这是得到合适气隙的快速方法，并不需要Hanna曲线。

虽然气隙可由其他方法计算，但仍可能需要刚才的调试方法。

这是调试的标准程序，因为变压器可能在高温或暂态条件下不能按期望工作而使电源失败。

3.10步骤10，计算气隙

图5中，原边电感可以由电流波形的斜率（∆i∆t）来确定：

Vcc=Lp∆ic∆t

图5中，ip2=3ip1（通过选择）

因此，im（导通期间的平均电流）=2ip1

输入功率130W，因此可以计算整个周期的平均电流Ia:

Ia=输入功率Vcc=130222=0.586A

因此导通周期的平均电流是

Im=Ia×

总周期导通时间=0.586×

3314.9=1.3A

导通周期内的电流变化∆i是2ip1=im=1.3A，而原边的电感可以如下计算：

Lp=Vcc∆t∆i=222×

14.9×

10-161.6=2.54mH

一旦知道原边电感Lp和匝数Np，对于所选磁芯，如果这些是有效的，可以使用Hanna曲线（或AL/DC偏压曲线）得到。

AL=LpNp2

如果无有效数据，而且气隙较大（大于磁路长度的1%），假定所有的磁阻都在气隙中，用下式计算保守的气隙尺寸：

α=μrNp2AeLp

在此，α=气隙总长度，单位是mm；

μr=4π×

10-7；

Np=原边匝数；

Ae=磁芯面积，单位是mm2;

Lp=原边电感，单位是mH。

实例

α=4π×

10-7×

892×

1812.54=0.7mm或0.027in

注意：

如果气隙正好穿过磁芯，使用α/2（在一些情况中，外侧磁芯的面积与中心面积并不相等，故必须进行调节）。

3.11步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度

为保证在磁芯的最大工作值和饱和值之间有足够的裕量，需要检验磁芯的最大磁通密度。

在任何条件下，包括瞬间负载和高温，防止磁芯饱和时很重要的。

这可以用两种方法来检验：

在变换器中进行测量或计算。

建议无论使用何种设计方法，都应进行该检验，以保证最后产品能够满足要求。

（1）在控制仍能维持的情况下，使输入电压为最小值——本例为85V。

（2）设置输出负载为最大功率限定值。

（3）测量原边绕组P1的电流值，减小工作频率直到饱和开始（表示为在电流脉冲结束时有上翘）。

在这些条件下增加的导通时间与平常导通时间之比的百分数，就是平常工作时磁通密度裕量的百分数。

该裕量在磁通水平为高温时会降低（见图4），允许10%的超量以备磁芯中的变化，如气隙尺寸及暂态要求。

如果裕量不足，可增加气隙。

计算磁芯饱和裕量

（1）使用伏秒方程，计算交流磁通Bac，并在最大负载和最小输入电压的输入功率下，计算或测量导通时间值及所加的电压，如下：

Bac=Vt/（NpAe）

在此，V=Vcc，单位是V；

Ae=磁芯面积，单位是mm2；

Bac=交流峰值磁通密度，单位是T。

要求磁通密度Bac是变化的以支持所施加的电压脉冲，并不包括任何DC成分，因此它与气隙尺寸无关。

Bac=222×

14.989×

181=205mT

（2）使用螺线管方程和有效DC分量IDC（表示为导通初期电流的幅值），计算DC分量BDC。

假定磁芯的所有磁阻都集中在气隙，那么将得到明显较高的DC磁通密度保守值。

使用螺线管方程可得其近似值。

BDC=μ0H=μ0NpIDCα×

10-3

IDC有效DC电流，单位是A；

α=气隙总长度，单位是mm；

BDC=DC磁通密度，单位是T。

BDC=4π×

89×

0.650.7×

10-3=103mT

AC和DC磁通密度的叠加使磁芯出现峰值，在100℃时在此检测磁芯材料的特性。

Bmax=Bac+BDC=205+103=308mT

4反激变压器饱和及暂态影响

注意：

磁芯磁通水平是在最小输入电压和最大脉宽条件下选择的，可见保留了磁芯在高输入电压下饱和的弱点。

可是，在高电压条件下传送功率所需的脉宽将相应变窄，变压器将不会饱和。

在瞬态负载条件下，当电源轻载而又工作于高输入电压时，如果需要突然增加负载，控制放大器将立刻加宽驱动脉冲以提供附加功率。

结果在一短的时间段内输入电压和脉宽都为最大，变压器将会饱和，这将导致失败。

为防止这种情况，应考虑以下几点。

（1）在较高电压和最大脉宽条件下设置变压器。

这要求较低的磁通密度和较多的原边匝数。

这具有降低变压器效率的缺点。

（2）控制电路要能承受高压条件，瞬态情况时维持脉宽在安全值，有时该点是难以做到的，因为对电流的响应时间相对慢。

（3）第三点是对驱动晶体管Q提供双脉冲限流。

该限流电路将判别由于原边电流的突然增加引起的磁芯饱和，并防止脉宽的进一步增加。

这种方法具有最快的相应时间，是推荐的技术。

电流型控制自动提供该功能。

最后的设计图如下：

图6.反激电源拓扑

由于反激电源存在较大的EMI辐射，所以需要特别注意控制变压器漏感，通过吸收、滤波电路降低开关管和二极管应力，减少EMI噪声。

注意这些措施都将会使开关电源效率降低。