经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达2.docx
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经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达2
保护通道
保护通道的工作原理是通过比较两个并行接收通道的输出，其中一个与主天线连接，另一个与保护天线连接，以判断接收的信号是来自主波束还是来自副瓣[26]~[28]。
保护通道使用宽波束天线，理想上其天线方向图超过主天线的副瓣。
两个信道的回波在同一个距离单元、同一个多普勒滤波器单元中进行比较。
当在保护接收机中的副瓣回波较大时，副瓣回波被抑制（消除）；而主波束回波则通过，因为主通道接收的回波较大。
图17.8是保护通道的方框图。
CFAR电路后（在理想条件下，两个通道是相同的）有3个门限，即主通道门限、保护通道门限及主通道与保护通道信号比门限。
这些门限的检测逻辑如图17.8所示。
由于主通道和保护通道比较而产生的消隐将影响主通道的目标检测性能，因此影响的程度是门限设置的函数。
门限设置是由副瓣杂波引起的虚警与主通道检测性能损耗间的折中。
图17.9是一个不起伏目标回波的例子。
图中，纵坐标是最后输出的检测概率，横坐标是主通道中的信噪比（SNR）。
如图17.10所示中的B2是保护通道SNR与主通道SNR之比。
目标位于主波束时，B2值小；而在副瓣峰值时，B2值则大，约为0dB左右。
在该例中，对主波束中目标而言，由于保护通道的消隐作用，因此检测性能损耗0.5dB。
图17.8双通道副瓣消隐器框图
图17.8双通道副瓣消隐器框图
图17.9采用保护通道的检测概率与信噪比之间的关系曲线
图17.10主天线和保护天线的方向图
理想情况下，保护天线方向图增益在除主波束方向外的所有方向上都将超过主天线方向图的增益，从而使雷达通过副瓣检测到的目标数最小。
如果不是那样，则如图17.10所示的保护天线方向图上的副瓣峰点处目标回波将在主信道具有较大的检测概率，这将形成虚警。
检波后STC
消隐离散副瓣杂波的第二种方法是采用检波后STC[29]。
其逻辑框图如图17.11所示。
基本上，CFAR的输出数据将在距离上相关（解析）3次。
每个相关器采用M/N准则来计算不
图17.11单通道副瓣消隐逻辑框图
模糊距离。
例如，8PRF要求输出3次检测。
由于目标多普勒频率是模糊的，所以不使用多普勒相关。
前两次相关的结果用于消隐后面各个距离相关器输出的离散副瓣回波。
在此采用了3个距离相关器，其中A相关器用来解额定检测范围（如10nmile）内的距离模糊。
若超出此额定距离，则检测到离散副瓣回波的概率是很低的。
B相关器则用于解同一个额定距离之外的距离模糊。
但是，在目标进入B相关器之前，目标回波的幅度受一个随距离变化的门限（STC门限）的控制。
在一个距离单元中，将A相关器和B相关器的相关结果进行比较，如果一个距离波门在A相关器中相关，而在B相关器不相关，则第3个相关器C将该距离波门消隐掉。
相关器C用于解决所关心的最大作用距离内的距离模糊。
图17.12说明了检波后STC处理的原理。
图中画出了主波束目标回波和在副瓣中大离散目标与不模糊距离的关系图（意即距离模糊已经解决之后），还画出正常CFAR门限和STC门限与距离的关系。
很明显，在副瓣中的离散回波幅度低于STC门限，而在主波束中的回波幅度则高于门限，因而雷达能识别副瓣中的离散回波，并在输出端将离散回波消隐掉，并保留目标。
图17.12检波后STC电平
主波束杂波
由式（17.2），用交叉的阴影面积代替dA并在主波束内对所有的阴影面积相加的方法，可近似得到主波束杂波功率与噪声功率比[30]
（17.3）
式中，求和边界为发射波束和接收波束的较小者顶端和底端边沿；θaz为方位半功率点波束宽度，rad；τ为压缩后的脉冲宽度；α为杂波区的入射余角；其他术语与式（17.2）的相同。
主波束杂波的滤波
在采用数字信号处理的PD雷达中，抑制主波束杂波的方法有两种：
其一是在多普勒滤波器组前加延迟线杂波对消器；其二是使用具有低副瓣的滤波器组。
无论哪种方法，其主波束杂波区附近的滤波器都被消隐，从而使主波束杂波的虚警最小。
量化噪声和与滤波器加权损耗有关的设备复杂性间的折中确定了选择哪种方法。
若使用对消器，则对滤波器的加权要求比仅用滤波器组要宽松些。
这是因为，如果主波束杂波是最大的信号，则对消器降低了进入FFT的动态范围要求。
若不采用对消器，则必须用较重的加权来降低副瓣电平，使主波束杂波的滤波器响应低于热噪声电平。
这种加权增大了滤波器的噪声带宽，使信噪比损耗增大。
DFT滤波器的改善因子[31]为
（17.4）
式中，Ai为DFT权系数，0≤i≤N-1；N为DFT点数；σc为杂波频谱的标准偏差；K为滤波器序号（K＝0为直流滤波器）；T为脉冲间间隔。
与延迟线对消器的一般定义相比，滤波器的改善因子的定义是滤波器杂波输入总功率与滤波器剩余杂波功率之比。
换句话说，如果杂波处于滤波器中心，且杂波谱宽减至零，则改善因子是滤波器输出的杂波功率与实际工作时滤波器输出的杂波功率之比[32][33]。
多尔夫-切比雪夫（Dolph-Chebyshew）加权的256点FFT的改善因子如图17.13所示。
对滤波器组中的不同滤波器数而言，改善因子是杂波谱宽的函数。
图17.13滤波器改善因子与杂波谱宽的关系曲线
如果主波束的指向低于水平方向，且从0︒方位角算起大于波束宽度，则由于雷达平台移动所产生的6dB杂波宽度∆f为
（17.5）
式中，VR为雷达的对地速度；ψ0为相对于速度矢量的主波束角度；θB为3dB单程天线波束宽度，rad；λ为波长。
杂波瞬态抑制
当用多个PRF测距法改变PRF时，或当用线性调频测距法改变调制斜率时，或当射频载波发生改变时，如果不做适当处理，则杂波回波的瞬态变化会引起雷达性能的降低[34]。
由于在PD雷达中，杂波在距离上通常是模糊的，因而从远模糊距离上（一直到地平线）所接收到的杂波回波都会使每一个脉冲间周期（IPP）内的杂波功率增加。
这种现象称谓“空间填充（spacecharging）”。
注意，虽然在“填充”期间所接收到的杂波回波的数目增加，但是由于从不同地块返回的杂波回波的相位关系是随机的，所以杂波回波信号的矢量与实际相比可能减小。
如果采用杂波对消器，则在“空间填充”完成之前，对消器的输出不可能达到稳态值。
因此，在信号送往滤波器组之前必须留有过渡时间，所以每次观测可得到的相参积累时间等于总观测时间减去“空间填充”时间和瞬态过渡时间。
用稳定的输入值给对消器进行“预填充”可消除过渡时间[35]。
其方法是通过改变对消器的增益，使所有延迟线均在第一个脉间周期内达到稳态值。
若不采用对消器，则在完成“空间填充”后信号就可送往滤波器组，因而相参积累时间就等于总观测时间减去“空间填充”时间。
高度线杂波的滤波
机载脉冲雷达正下方地面的反射回波称为高度线杂波。
由于平坦地形、大几何面积和离雷达较近的地面都是镜面反射，因而这种回波信号能够非常大。
它们位于PD频谱的副瓣杂波区内。
由于高度线杂波比漫散的副瓣杂波大很多，而且频谱宽度也较窄，因此通常可采用以下两种方法来滤除：
其一是使用可防止检测高度线杂波专用的CFAR电路；其二是使用航迹消隐器除去最后输出的高度线杂波。
后一种方法采用闭环跟踪装置确定高度线杂波附近的距离和速度波门，并消隐掉那些受影响的距离-多普勒区域。
17.3时间波门
接收机的时间波门可消隐发射机的泄漏和其噪声边带，消除与信号抗争的过量接收机噪声，可用做目标跟踪的距离波门和进行真实的距离测量，当然是在可以解决模糊的情况下。
发射脉冲的抑制
在时间上将发射机的泄漏消隐掉是PD系统胜出CW系统的一个主要优点，因而，接收机灵敏度就不会因为饱和效应或发射机的噪声边带而降低。
谐波频率
要特别注意防止在系统的输出端出现假信号。
例如，如果一部30MHz中频接收机，选通波门的PRF为110kHz，则波门瞬态的第272次谐波频率是29.92MHz，而第273次谐波是30.03MHz。
这两个谐波分量都处于多普勒通带内，因而也会出现在输出端。
虽然波门瞬态的高阶谐波分量相对较小，但是由于波门出现在接收机的前端，所以该分量与信号相比可能较大。
波门和同步
解决波门谐波问题的一种方法是采用平衡选通波门电路和使中频通带与PRF同步。
这样，PRF谐波全部落于有用通带之外。
另一种解决方法是将杂波频率差频为PRF的倍数，从而将PRF谐波与杂波一起被滤除。
但是，不管是哪种方法均不能用于变PRF雷达系统，除非PRF的离散跳变是精确已知的。
虽然PRF和中频通带通常都必须同步，但并不要求它们在射频上同步。
有害的谐波是高次的，因此其幅度非常小。
此外，通常用中频波门选通电路可进一步降低射频波门的瞬时响应。
发射机泄漏
由于整个发射机消隐电路所要求的通断比是相当大的（它要比在没有很大插入损耗的射频端所能容易获得的通断比还要大），因此，通常射频消隐和中频消隐系统是相结合的。
如果用零多普勒滤波器可滤除发射泄漏，则通过消隐电路的发射泄漏的大小可和主波束杂波的大小相当。
反之，若无此滤波，则发射泄漏必须是噪声功率的几分之一。
距离波门
距离波门能消除一些与信号抗争的接收机噪声，并可实现目标跟踪和距离测量。
距离波门与发射脉冲抑制非常相似。
在一个单信道、占空比为0.5的系统中，一个脉冲抑制电路就可完成上述两种功能。
多距离波门系统也一样，如果一个电路要同时完成这功能，为了脉冲抑制则通断比必须适当。
然而，若采用两个电路来实现，则距离波门不需如此多的抑制。
17.4解距离模糊
在高PRF多普勒雷达中可使用多种测距方法，而在中PRF雷达中只能使用多重离散的PRF测距。
高PRF测距
在高PRF系统中，解距离模糊是通过调制发射信号和观测回波中调制的相移来实现的。
调制的方法包括连续或离散地改变PRF、射频载波的线性或正弦调频或其他形式的脉冲调制，如脉宽调制（PWM）、脉冲位置调制（PPM）或脉冲幅度调制（PAM）。
在这些调制方法中，由于遮挡和跨接导致接收调制被限幅（这将在17.7节讨论），脉宽调制和脉位调制有很大的误差，且脉冲幅度调制在接收机和发射机中都难以实现。
因此，在这里不做进一步地讨论。
多重离散的PRF测距
若用几个（通常为两个或3个）固定的PRF来测距，则首先应相继测量每个PRF的模糊距离，然后通过比较测量结果来消除距离模糊[36][37]。
图17.14说明了在高PRF系统中，使用两重PRF测距的原理。
该系统使用的两个PRF必须有相同的公约数频率1/Tu。
如果发射的脉冲串在重合检波器中进行比较，就能得到公约数频率。
与此相似，若接收波门也在重合检波器中进行比较，则由目标距离延迟Tr而引起的时延公约数频移同样可以得出。
用这两组重合脉冲测得的时间延迟就能得出真实的目标距离。
三重PRF系统的原理与此类似，其优点是增大了可实现的不模糊距离。
图17.14两重PRF测距原理
在监视雷达中，可使用多个接收机波门来检测出现在脉冲间隔内的任何目标。
图17.15中的波门间隔τs、波门宽度τg和发射脉宽τt等全部都是不相同的。
它说明了在一般情况下波门间隔的常用处理方法，若选择τg>τs，则可降低距离门跨接损耗，但增大了距离幻影的概率；若选择τt=τg，则可使测距性能最优。
图17.15在脉冲间周期中3个距离波门等间隔的例子
多重PRF间的比值通常是非常接近的素数m1，m2和m3，见表17.4。
因此，如果一个三PRF系统采用距离波门时钟频率fc=1/τs的7、8和9次分频作为它们的PRF，则所得到的不模糊距离是单独使用中间一个PRF时的7×9＝63倍。
表17.4多重PRF测距参数
项目
两重PRF
三重PRF
测距参数：
m1>m2>m3
m1,m2
m1,m2,m3
距离波门通道数目
m1-1
m1-1
PRF
fR1
1/m1τs
1/m1τs
fR2（fR3>fR2>fR1≥fRmin）
1/m2τs
1/m2τs
fR3
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