三相电压型SVPWM整流器的SIMULINK建模与仿真精Word格式文档下载.docx

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PWM；

mathematicalmodel；

spacevector；

SIMULINK

1引言

在电能变换中，电压型PWM整流器（简称“VSR”功率因数可调、输入电流波形为正弦波、可实现能量的双向流动，真正实现了“绿色电能变换”。

本文在建立三相VSR在a、b、c坐标系下数学模型的基础上，通过坐标变换得到了三相VSR的d、q坐标系下的数学模型,应用空间矢量的控制方法对PWM整流器进行动态实时仿真,实验结果验证了该模型的正确性和控制方法的可行性。

2三相VSR主电路结构及基本原理

三相VSR的主电路结构如图1所示，主要包括交流侧的电感、电阻、直流电容以及由全控开关器件和续流二极管组成的三相整流电路。

ea、eb、ec为电源电压，RL为负载电阻。

开关器件按采用的调制方法动作，由于输入电感的滤波作用，整流器交流侧的输入可认为是

三相正弦电流，直流侧有大电容稳压，输出呈直流电压源特性，稳态时输出直流电压可保持不变。

图2是整流器输入电压Us、输入电流Is、交流侧控制电压Ur间的向量图。

（a图中，整流器工作在整流状态，电流矢量Is与电压矢量Us平行且同向，此时整流器网侧呈现正电阻特性，实现单位功率因数整流控制，负载从电网吸收有功功率。

（b图中，整流器工作在逆变状态，电流矢量Is与电压矢量Us平行且反向，此时整流器网侧呈现负电阻特性，实现单位功率因数逆变控制，负载向电网释放有功功率。

对图2进行分析可看出，要实现整流器的单位功率因数控制，关键在于控制网侧电流Is，使之与电网电压E同相或反相。

目前，控制方法主要分为间接电流控制和直接电流控制2种。

间接电流控制[1]的优点在于控制简单、

无需电流反馈控制，不足之处在于电流响应不够快，甚至交流侧电流

收稿日期：

2006-10-11

作者简介：

毛文喜（1975-），男，硕士研究生，研究方向：

电力电子与电力传动及电力系统谐波抑制。

罗隆福（1962-），男，教授，博士生导师，主要从事电力电子变流技术新研究工作。

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中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感[2]。

直接电流控制[3]

以快速电流反馈控制为特性，可获得较高品质的电流响应，但控制结构和算法较复杂，不易于数字实现。

另一种是基于同步旋转坐标系的矢量控制方案，它具有动态响应快、稳态性能好、消除电流稳态跟踪误差、可以实现无功功率的解耦控制[4]等优点，是一种较理想的控

制策略。

3三相VSR动态数学模型及矢量控制策略

三相VSR的拓扑结构如图1所示，假设电路满

足以下条件：

（1电源是三相平衡的正弦电压源，即：

⎩⎨

⎧=++=++00

iiieeec

bacba（2滤波电感L是线形的，不考虑饱和现象。

定义三相桥臂的开关函数分别为sa、sb、sc；

s=l代表上管通，下管关；

s=O代表下管通，上管关。

三相VSR的数学模型为[1]：

⎪⎪⎪

⎪⎪

⎪

⎩⎪⎪⎪⎪⎪

⎪⎨⎧++=−−=+−−=+−−=+−++=UsssUusueiusueiusueiisisisidccbaNONocdccccNo

bdcdbbNoadcdaa

Lccbbaadc

RdtdLRdtd

LRdtdLdtdC（31（1

为便于系统分析与综合、获得良好的控制性

能，采用PARK变换[4]，将整流器模型变换到两相

同步旋转的d、q坐标系，并使q轴定向于电网电压矢量。

取变换矩阵为：

⎥

⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣

⎡

+−−−−+−=→32sin（32sin（sin32cos（32cos（cos32π

ωπωωπωπωωttttttTdqabc

将以上变换作用于（1式，则得到整流器在两相同步旋转d-q坐标系下的数学模型为：

⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣

⎡+⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢

⎣⎡

⎥⎥

⎥⎥⎥⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡−−−−

−=⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢

⎢⎣

⎡ueeuiiS

Sidcsqsddcqdq

dqd

dcqdLLLC

C

L

RLLR

dtd

dtddtd10

001

00010223ω

ω

（2

VSRd、q轴变量相互耦合，给控制器设计造成一定困难。

为此，可采用前馈解耦控制策略[3]，

引入id、iq的前馈补偿解耦控制实现对两通道的

电压进行单独控制。

对电流环采用PI调节，可得三相同步旋转坐标系下三相电流控制时的电压指令为[5]：

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧−−+−=+−+−=iiiKeuiiiKeudqqiIiPqqqddiIiPddLSLSωω（（*

*

（3

式中：

KiP、KiI是电流内环的比例调节增益和积分调节增益；

iq*、id*为电流iq、id的指令值。

引入补偿后，式（3表示的电压指令已完全解耦控制，系统控制框图如图3所示。

图中，给定指令电压u*dc与实际直流侧电压Udc比较后经PI调节器得到电流有功分量指令iq*，id*、iq*与交流侧实际电流比较后经PI环得到指令电压u*d、u*q，经过电网电压、电感电压交叉分量的前馈补偿后，将所得电压指令送入PWM合成器，作为SVPWM控

制的指令电压。

为了实现单位功率因数控

制，控制算法采用电网电压定向，即令以同步速度旋转的三相电网电压E=eq，若要实现单位功率因数控制，则必须使三相网侧电流I=i

q，即使Id=0。

整个控制电路由

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电压外环和电流内环组成，电压外环经PI调节后的输出作为电流环的给定。

4空间矢量合成原理

三相VSR不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2Udc/3的空间电压矢量在复平面上表示出来，由于三相VSR开关是双电平控制，其空间电压矢量只有23=8种，且U0（0，0，0、U7（1，1，1为零矢量[4]。

空间矢量PWM控制是通过分配

电压空间矢量（尤其是零矢量的作

用时间，最终形成等幅不等宽的PWM脉冲波，实现追踪磁通的基准圆形轨迹。

由图3可知，

三相VSR电流环

调节运算确定后，三相VSR电流跟踪控制的指令电压矢量U*也就被确定，可以利用三相VSR

空间电压矢量Uk（k=0，…，7来合成U*，以实现VSR电流控制。

当矢量U*处于三相VSR电压矢量空间任一区域时,设矢量U*与a轴夹角为θ（0≤θ≤360°

矢量U*与所在三角形区域起始边界矢量Uk（k=1，…，6的夹角为α，则α，k可以由以下方程求得[6]：

4

（601（160（⎪⎩⎪⎨⎧

°

×

−−=∂+°

=kINTkθθ

其中，k取1，…，6。

则对于任意U*，设其位于k区，则U*可由Uk和Uk+1两矢量合成，施加时间分别为Tk和Tk+1，矢

量作用周期为Ts[7]。

为保证较高的合成精度，如图4所示，采用双三角形合成方案，可以求得

⎪⎪⎩⎪⎪⎨

⎧==+++++α

αsin2160sin2cos2160cos22*1

1*11TTUTTTTks

kks

kkskDD

进而求得

⎩

⎪⎨⎧

−

−=∂=∂−∂=+∧+∧∧TTTTTTTKKSS

KS

kCOST101sin*2

sin*1*其中，3

/2**

dc

U=

∧

将零矢量周期分成三段，其中矢量U*的起、终点上均匀地分布矢量U0，而

在矢量U*中点处分布矢量U7，且

T7=T0/2。

对应的三相PWM如图5所示，其中矢量Uk和Uk+1

放置先后顺序以开关次数最少为准。

5系统仿真及仿真结果

应用Matlab软件SimPowerSystem工具箱，搭建了整个控制系统的仿真模型，进行仿真。

5.1系统主回路仿真说明

图6为系统主电路仿真图，系统的控制算法由control模块实现。

电压电流分别经检测模块输入到control模块中，给定电压Udc*和直流侧反馈电压Udc同时也输入到该模块中来。

5.2控制算法的仿真

控制算法由control模块实现,如图7所示。

给定指令电压u*dc与实际直流侧电压Udc比较后经PI调节器得到电流有功分量指令iq*，id*、iq*与交流侧实际电流比较后经PI环得到指令电压

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u*d、u*q，经过电网电压、电感电压交叉分量的前馈补偿后，将所得电压ud、uq指令输入到PWM_wave模块，PWM_wave模块的输出便作为控制三相电压型SVPWM整流器的脉冲指令。

5.3仿真研究结果

主电路参数设置如下：

三相对称交流电源电压幅值：

Emax=200V

，频率f=50Hz，交流侧电感L=6mH，交流侧电阻R=0（忽略不计，直流侧电容：

C=2000µ

F，指令电压U

dc*=520V。

图8给出了单位功率因数整流、逆变时a相电压和电流的稳态仿真波形。

从仿真结果可以看出，稳态时，网侧电流非常好地与电网电压保持

同相，实现了单位功率因数的整流与逆变。

6结论

以SIMULINK为工具进行的三相PWM整流器仿真，充分发挥了SIMULINK功能强大、建模简单、参数易于调整的特点。

本文在建立三相VSRd_q数学模型的基础上，结合间接电流控制和直接电流控制方法的矢量控制策略，系统的建立了三相VSR仿真模型。

模型直观、易于使用，仿真验证了数学模型及其控制策略的正确性。

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