基于UC3844控制芯片的电路设计及调试DOCWord下载.docx

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该集成电路的特点是：

具有振荡器、温度补偿的参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。

图1UC3844芯片

UC3844相对于同系列的UC384x，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。

UC3844采用DIP-8封装，其内部结构框图如图2所示，其管脚说明如表1所示

图2UC3844内部框图

表1UC3844管脚说明

该芯片的主要功能有：

内部采用精度为±

2．0％的基准电压为5．00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；

振荡器的最高振荡频率可达500kHz。

内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式

（1）所列，即

压。

缓冲电路的二极管一般选择快速恢复二极管，而变压器二次侧的整流二极管一般选择反向恢复电压较高的超快恢复二极其内部带锁定的PWM（PulseWidthModulation），可以实现逐个脉冲的电流限制；

具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。

2常用电路的典型结构

基于UC3844的开关电源的电流反馈电路典型结构如图3所示。

220V交流电压经整流滤波后，得到300V直流电压，主要功率经串联于高频变压器初级绕组N1，到大功率MOSFET开关管V1集电极，在UC3844的控制下，开关管V1周期性地导通和截止。

300V直流电压的另一路经R2降压后，施加到UC3844的供电端（7脚），为UC3844控制器提供启动电源电压，此设计中UC3844采用恒定频率方式工作。

电路启动后，8脚输出一个+5.0V的基准参考电压，作用于定时元件R5、C6上，在4脚产生稳定的振荡波形，振荡频率=1.8/R4×

C6，6脚输出驱动脉冲激励开关三极管V1在导通和截止之间工作。

UC3844对于输入电压的变化立即反映为来自N2电感电流在取样电阻R3上的电压变化，不经过外部误差放大器就能在内部比较器中改变输出脉冲宽度。

图3UC3844的开关电源的电流反馈电路典型结构

这种传统的电流反馈回路结构简单具有容易布线、成本低的优点，但是电路的缺点在于反馈不能直接从输出电压取样，输出电压稳压精度不高，当电源的负载变化较大时很难实现精确稳压；

同时没有隔离，抗干扰能力也差，在负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，为了解决这些问题，可以采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦。

3反激拓扑结构电源的设计及稳压工作原理

单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；

反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中；

当驱动脉冲为低电平使MOSFET开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流二极管正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。

图4中MOSFET功率开关管的源极所接的R12是电流取样电阻，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3，构成电流控制闭环。

当脚3电压超过1V时，PWM锁存器将封锁脉冲，对电路启动过流保护功能；

UC3844的脚8与脚4间电阻R16及脚4的接地电容C19决定了芯片内部的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半；

图5中变压器原边并联的RCD缓冲电路是用于限制高频变压器漏感造成的尖峰电压。

变压器副边整流二极管并联的RC回路是为了减小二极管反向恢复期间引起的尖峰。

MOSFET功率管旁边的RCD缓冲电路是为了防止MOSFET功率管在关断过程中承受大反管。

图4MOSFET功率管驱动电路及UC3844外围电路

图5电压器的外围电路

图6由TL431及光耦组成的输出电压反馈电路

电路的反馈稳压原理：

（输出电压反馈电路如图4所示），当输出电压升高时，经两电阻尺R6、R7分压后接到TL431的参考输入端（误差放大器的反向输入端）的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2．5V作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，也即UC3844的脚1的电平变低，经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高，PWM锁存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFET功率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。

反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。

　　此设计中，输出电压通过两电阻分压并经TL431的内部误差放大器后，经过光耦接UC3844的误差放大器的脚1，而反向输入端脚2直接接地，输出电压反馈直接联接到脚1，而不是脚2，略过了UC3844的内部误差放大器，这使得电源的动态响应更快，因为放大器用作信号传输时有一定的传输时间，输出与输入并不是同时建立，不用UC3844内部误差放大器，把反馈信号的传输缩短了一个放大器的传输时间，从而电源的动态响应更快。

4电源的参数设计及损耗分析

4．1变压器原边电感设计

4．1．1MOSFET开关管工作的最大占空比Dmax

式中：

Vor为副边折射到原边的反射电压，当输入

　　为AC220V时反射电压为135V；

　　VminDC为整流后的最低直流电压；

　　VDS为MOSFET功率管导通时D与S极间电压，一般取10V。

4．1．2变压器原边绕组电流峰值IPK

　　变压器原边绕组电流峰值IPK为

　　式中：

η为变压器的转换效率；

　　Po为输出额定功率，单位为W。

4．1．3变压器原边电感量LP

Ts为开关管的周期（s）；

　　LP单位为H。

4．1．4变压器的气隙lg

Ae为磁芯的有效截面积（cm2）；

　　△B为磁芯工作磁感应强度变化值（T）；

　　Lp单位取H，IPK单位取A，lg单位为mm。

4．2变压器磁芯

　　反激式变换器功率通常较小，一般选用铁氧体磁芯作为变压器磁芯，其功率容量AP为

AQ为磁芯窗口面积，单位为cm2；

　　Ae为磁芯的有效截面积，单位为cm2；

　　Po是变压器的标称输出功率，单位为W；

　　fs为开关管的开关频率；

Bm为磁芯最大磁感应强度，单位为T；

　δ为线圈导线的电流密度，通常取200～300A／cm2，

　　η是变压器的转换效率；

　　Km为窗口填充系数，一般为0．2~0．4；

　　KC为磁芯的填充系数，对于铁氧体为1．0。

　　根据求得的AP值选择余量稍大的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减少漏感。

4．3变压器原副边匝数

4．3．1变压器原边匝数NP

△B为磁芯工作磁感应强度变化值（T），

　　Ae单位为cm2，

　　Ts单位为s。

4．3．2副边匝数Ns

VD为变压器二次侧整流二极管导通的正向压降。

4．4功率开关管的选择

　　开关管的最小电压应力UDS

　　一般选择DS间击穿电压应比式（9）计算值稍大的MOSFET功率管。

4．5变压器损耗

4．5．1绕组铜耗计算

　　绕组电阻值R为

MUT为平均每匝导线长度（cm）；

　　N为导线匝数；

为20℃时导线每cm的电阻值（μΩ）。

　绕组铜耗PCU为

　　原、副边绕组电阻值可通过式（10）求出，当求原边绕组铜耗时，电流用原边峰值电流IPK来计算；

求副边绕组铜耗时，电流用输出电流Io来计算。

4．5．2磁芯损耗

　　磁芯损耗取决于工作频率、工作磁感应强度、电路工作状态和所选用的磁芯材料的性能。

对于双极性开关变压器，磁芯损耗PC为

Pb为在工作频率、工作磁感应强度下单位质量的磁芯损耗（W／kg）；

　　Gc为磁芯质量（Kg）。

　　对于单极性开关变压器，由于磁芯工作于磁滞回线的半区，所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。

变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

5心得体会

本次设计是基于UC3844开关电源为反激拓扑结构的控制芯片的设计与调试。

由于能力及时间所限只进行了理论分析，没有进行实际调试。

通过本次设计可知电流控制型PWM芯片UC3844是一种高性能的固定频率电流型控制器，可以产生PWM脉冲直接驱动MOSFET功率管，并具有外围电路简单、安装与调试方便、性能优良等优点。

本文提出了使用UC3844、TL431及光耦等构成的单端反激开关电源，直接从输出电压进行反馈，且电压反馈直接接UC3844内部误差放大器的输出端。

该设计输出与输入隔离，反馈回路动态响应快，稳压控制精度高，比较适合用于小功率变换器的设计中。