无环流逻辑控制器DLC设计沈阳理工大学课程设计综述Word文档下载推荐.docx
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这样的环流对负载无益，只会加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率。
换流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予以抑制或消除
有环流可逆系统虽然具有反向快、过渡平滑等优点，但设置几个环流电抗器终究是个累赘。
因此，当工艺过程对系统过度特性的平滑性要求不高时，特别是对于大容量的系统，常采用既没有直流平均环流又没有瞬时脉动环流的无环流可逆系统。
无环流可逆调速系统可按实现无环流原理的不同而分为两大类：
逻辑无环流系统和错位控制无环流系统。
而错位无环流系统在目前的生产中应用很少，逻辑无环流系统目前生产中应用最为广泛的可逆系统，当一组晶闸管工作时，用逻辑电路封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使它完全处于阻断状态，确保两组晶闸管不同时工作，从根本上切断了环流的通路，这就是逻辑控制的无环流可逆系统，组成逻辑无环流可逆系统的思路是：
任何时候只触发一组整流桥，另一组整流桥封锁，完全杜绝了产生环流的可能。
至于选择哪一组工作，就看电动机组需要的转矩方向。
若需正向电动，应触发正组桥；
若需反向电动，就应触发反组桥，可见，触发的选择应决定于电动机转矩的极性，在恒磁通下，就决定于Ui信号。
同时还要考虑什么时候封锁原来工作桥的问题，这要看工作桥又没有电流存在，有电流时不应封锁，否则，开放另一组桥时容易造成二桥短路。
可见，只要用Ui信号极性和电流“有”、“无”信号可以判定应封锁哪一组桥，开放哪一组桥。
基于这种逻辑判断电路的“指挥”下工作的可逆系统称逻辑无环流可逆系统。
下图为逻辑无环流可逆调速系统原理图。
图1.1逻辑无环流可逆调速系统原理图
ASR——速度调节器
ACR1﹑ACR2——正﹑反组电流调节器
GTF、GTR——正反组整流装置
VF、VR——正反组整流桥
DLC——无环流逻辑控制器
HX——推装置
TA——交流互感器
TG——测速发电机
M——工作台电动机
LB——电流变换器
AR——反号器
GL——过流保护环节
1.2系统设计
要实现逻辑无环流可逆调速，就要采用桥式全控整流逆变电路。
要达到电流和转速的超调要求就要设计电流-转速双闭环调速器；
逻辑无环流的重要部分就
是要采用逻辑控制，保证只有一组桥路工作，另一组封锁。
逻辑控制器可以采用组合逻辑元件和一些分立的电子器件组成，也可用单片机实现，本文使用PLC来实现逻辑控制；
触发电路要保证晶闸管在合适的时候导通或截止，并且要能方便的改变触发脉冲的相位，达到实时调整输出电压的目的，从而实现调速。
保护电路有瞬时过压抑制，过电流保护和过电压保护，当过压或过流时封锁触发脉冲，从而实现保护功能。
2系统主电路设计
2.1主电路原理及说明
逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如下图所示
图2.1逻辑无环流可逆直流调速系统主电路两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断），所以在两组桥之间就不会存在环流。
但当两组桥之间需要切换时，不能简单的把原来工作着的一组桥的触发脉冲立即封锁，而同时把原来封锁着的一组桥立即开通，因为已经导通的晶闸管并不能在触发脉冲取消的一瞬间立即被关断，必须待晶闸管承受反压时才能关断。
如果对两组桥的触发脉冲的封锁和开放同时进行，原先导通的那组桥不能立即关断，而原先封锁着的那组桥已经开通，出现两组桥同时导通的情况，因没有环流电抗器，将会产生很大的短路电流，把晶闸管烧毁。
为此首先应是已导通的的晶闸管断流，要妥当处理主回路中的电感储存的一部分能量回馈给电网，其余部分消耗在电机上，直到储存的能量释放完，主回路电流变为零，使原晶闸管恢复阻断能力，随后再开通原来封锁着的那组桥的晶闸管，使其触发导通。
3调节器的设计
3.1电流调节器的设计
3.1.1.确定电流调节器的时间常数
（1）整流装置滞后时间常数Ts：
三相桥式电路平均失控时间Ts=0.0017
（2）电流滤波时间常数Toi：
三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头应有（1~2）Toi=3.33s。
则Toi=0.002s
（3）电流小时间常数Ti：
按小时间常数近似处理：
TiTsToi0.0037s3.1.2.设计电流调节器结构
采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器，其原理图如图1所
示。
图中Ui为电流给定电压，Id为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力
电子变换器的控制电压Uc
图3.2PI型电流调速器
3.2速度调节器的设计
3.2.1电流环的等效闭环传递函数
电流环经简化后可视作转速环的一个环节，为此其闭环传递函数为：
KI
1
Wcli（s）1
忽略高次项，Wcli（s）可降阶近似为：
接入转速环内，
中应等效为：
电流环等效环节的输入量应为Ui（s），因此电流环在转速环
Id（s）Wcli（s）Ui（s）1s1
1s1KI
3.2.2确定转速调节器的时间常数
电流环等效时间常数：
2Ti20.0037s0.0074s
KIi
转速滤波时间常数：
Ton0.012s转速环小时间常数：
按小时间常数近似处理，取
TnTon0.0074s0.012s0.0194s
nKIon
U10V
电压反馈系数：
Unm10V0.0083Vminr
nN1200rmin
3.2.3转速调节器结构设计
采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型转速调节器，其原理图如图2所示。
图中Un为转速给定电压，n为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调
节器的给定电压Ui。
图3.2PI型转速调节器
4无环流逻辑控制器DLC设计
4.1无环流逻辑装置的组成
在无环流控制系统中，反并联的两组整流桥需要根据所要求的电枢电流极性来选择其中一组整流桥运行，而另一组整流桥触发脉冲是被封锁的。
两组整流桥的切换是在电动机转矩极性需要反向时由逻辑装置控制进行的。
其切换顺序可归纳如下：
1由于转速给定变化或负载变动，使电动机应产生的转矩极性反向。
2由转速调节器输出反映这一转矩的极性，并由逻辑装置对该极性进行判断，然后发出切换开始的指令。
3使导通侧的整流桥（例如正组桥）的电流迅速减小到零。
4由零电流检测器得到零电流信号后，经3～5ms延时，确认电流实际值为零，封锁原导通侧整流桥的触发脉冲。
5由零电流检测器得到零电流信号后，经10ms延时，确保原导通侧整流桥晶闸管完全阻断后，开放待工作侧整流桥（例如反组桥）的触发脉冲。
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电枢内流过与切换前反方向的电流，完成切换过程。
根据逻辑装置要完成的任务，它由电平检测、逻辑判断、延时电路和联锁保护电路四个基本环节组成，逻辑装置的功能和输入输出信号如图4.1所示。
图4.1无环流逻辑控制环节DLC其输入为电流给定或转矩极性鉴别信号Ui*和零电流检测信号Ui0，输出是控制正组晶闸管触发脉冲封锁信号U1和反组晶闸管触发脉冲封锁信号U2。
4.2无环流逻辑装置的设计
①电平检测器
逻辑装置的输入有两个：
一是反映转矩极性信号的转速调节器输出Ui*，二是来自电流
检测装置反映零电流信号的Ui0，他们都是连续变化的模拟量，而逻辑运算电路需要高、低电位两个状态的数字量。
电平检测器的任务就是将模拟量转换成数字量，也就是转换成“0”状态（将输入转换成近似为0V输出）或“1”状态（将输入转换成近似为15V输出）。
采用射极偶合触发器作电平检测器。
为了提高信号转换的灵敏度，前面还加了一级差动放大和一级射极跟随器。
其原理图见图5。
图4.2电平检测器原理图
电平检测器的输入输出特性如图6所示，具有回环特性。
由于转速调节器的输出和电流检测装置输出都具有交流分量，除入口有滤波外，电平检测需要具有一定宽度的回环特性，以防止由于交流分量使逻辑装置误动作，本系统电平检测回环特性的动作电压Ur1100mV，释放电压Ur280mV。
调整回环的宽度可通过改变射极偶合触发器的集电极电阻实现。
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图4.3电平检测器输入输出特性转矩极性鉴别器的输入信号为转速调节器的输出Ui*，其输出为UT。
电机正转时Ui*为负，UT为低电位（“0”态），反转时Ui*为正，UT为高电位（“1”态）。
零电流检测器的输入信号为电流检测装置的零电流信号Ui0，其输出为UI。
有电流时Ui0为正，UI为高电位（“1”态），无电流时Ui0为0，UI为低电位（“0”态）。
2逻辑运算
电路的输入是转速极性鉴别器的输出UT和零电流检测器输出UI。
系统在各种运行状态时，UT和UI有不同的极性状态（“0”态或“1”态），根据运行状态的要求经过逻辑运算电路切换其输出去封锁脉冲信号的状态（“0”态或“1”态），由于采用的是锗管触发器，当封锁信号为正电位（“1”态）时脉冲被封锁，低电位（“0”态）时脉冲开放。
利用逻辑代数的数学工具，可以设计出具有一定功能的逻辑运算电路。
设正转时Ui*为负，UT为“0”；
反转时Ui*为正，UT为“1”；
有电流时Ui*为正，UI为“1”；
无电流时Ui*为负，UI为“0”。
U1代表正组脉冲封锁信号，U1为“1”时脉冲封锁，U1为“0”时脉冲开放。
U2代表反组脉冲封锁信号，U2为“1”时脉冲封锁，U2为“0”时脉冲开放。
UT、UI、U1、U2表示“1”，UT、UI、U1、U2表示“0”。
按系统运行状态，可列出各量要求的状态，如表4所示，并根据封锁条件列出逻辑代数式。
根据正组封锁条件：
U1UTUIU2UTUIU2UTUIU2根据反组封锁条件：
U2UTUIU1UTUIU1UTUIU1
表4.1逻辑判断电路各量要求的状态
运行状态
UT
UI
U1
U2
正向起动，I=0
正向运行，I有
正向制动，I有
正向制动，I=0
反向起动，I=0
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反向运行，
I有
反向制动，
I＝0
逻辑运算电路采用分立元件，用或非门电路较简单，故将上述式子最小化，最后化成或非门的形式。
U1UTU2UTUIU2U2（UTUTUI）U2（UTUI）U2（UTUI）
U2UTU1UTUIU1U1（UTUTUI）U1（UTUI）U1（UIUT）
根据上述式子可画得逻辑运算电路，如图7所示，它由四个或非门电路组成依靠它来保证两组整流桥的互锁，并自动实现零电流时相互切换。
图4.4逻辑运算电路
现举例说明其切换过程，例如，整流装置原来正组工作，这时逻辑电路各点状态如图8中“1”、“0”所示。
图4.5或非门电路
现在要求整流装置从正组切换到反组，首先是转矩极性信号改变极性，UT由“0”变到“1”，在正组电流未衰减到0以前，逻辑电路的输出仍维持原状（U1为“0”，正组开放。
U2为“1”，反组封锁）。
只有当正组电流衰减到零，零电
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流检测器的状态改变后，逻辑电路输出才改变状态，实现零电流切换，这是逻辑电路各点状态如图3-4所示。
或非门电路如图3-5所示。
采用锗二极管2AP13和硅开关三极管3DK4C是为了减小正向管压降。
3延时电路
前面的逻辑运算电路保证零电流切换，但仅仅采用零电流切换是不够的。
因为零电流检测装置的灵敏度总是有限的，零电流检测装置变成“0”态的瞬间，不一定原来开放组的晶闸管已经断流。
因此必须在切换过程中设置两段延时即封锁延时和开放延时，避免由于正反组整流装置同时导通而造成短路。
根据这个要求，逻辑装置在逻辑电路后面接有延时电路。
图4.6延时电路
延时电路如图9所示，其工作原理如下：
当延时电路输入为“0”时，输出亦为“0”态（BG1截止、BG2导通），相应的整流桥脉冲开放。
当输入由“0”
变为“1”时，电容C经R1充电，经一定延时后，BG1导通，BG2截止，即输出由“0”延时变“1”。
相应的整流桥脉冲延时封锁。
其延时时间由R1C决定，这里整定为3ms。
当输入出“1”变“0”时，电容C的电荷要经过R2和BG1基射极回路放电，经一定延时后，BG1截止，BG2导通，即输出由“1”延时变“0”。
相应的整流桥脉冲延时开放。
其延时时间由CR2参数决定，这里整定为10ms，
这样就满足了“延时3ms封锁”、“延时10ms开放”的要求。
4逻辑保护
逻辑电路正常工作，两个输出端总是一个高电位，一个低电位，确保任何时候两组整流一组导通，另一组则封锁。
但是当逻辑电路本身发生故障，一旦两个
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输出端均出现低电位时，两组整流装置就会同时导通而造成短路事故。
为了避免这种事故，设计有逻辑保护环节，如图10所示。
逻辑保护环节截取了逻辑运算电路经延时电路后的两个输入信号作为一个或非门的输入信号。
当正常工作时，两个输入信号总是一个是高电位，另一个是低电位。
或非门输出总是低电位，它不影响脉冲封锁信号的正常输出，但一旦两个输入信号均为低电位时，它输出一个高电位，同时加到两个触发器上，将正反两组整流装置的触发脉冲全部封锁了，使系统停止工作，起到可靠的保护作用。
图4.7逻辑保护装置结构图
由电平检测、逻辑运算电路、延时电路、逻辑保护四部分就构成了无环流逻辑装置。
其结构如图11所示。
图4.8无环流逻辑装置结构图
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5触发电路设计
5.1系统对触发器的要求
1为保证较宽的调速范围和可逆运行，要求触发脉冲能够在180°
范围内移
向。
2对于三相全控桥式整流电路，为了保证可控硅可靠换流，要求触发脉冲宽度大于60°
，或者用双窄脉冲。
3对可逆系统，为了防止逆变颠覆和提高工作的可靠性，触发脉冲需要有
min和min限制
5.2触发电路及其特点
根据对触发器的上述要求，选用同步信号为正弦波的晶体管触发电路。
原理线路见图4-12，这种线路的优点是线路简单，调整容易。
理论上移相范围可达180°
，实际上由于正弦波顶部平坦移相范围只能有150°
左右。
移相的线性度
就触发器本身来说较差，如把触发器和可控硅看成一个整体则由于相互补偿关系，它的线性度则较好，即控制电压Uk与可控硅整流电压Ud0的控制特性是接近线性的，由于作同步信号的正弦波电压随电源电压的波动而波动，当Uk不变
时，控制角也随电源电压的波动而波动，而可控硅整流电压Ud0Ud0maxcos，Udomax随电源电压增高而增高，而cos则随电源电压的增高而减小，故Ud0可维持近于不变。
但当电源电压降得太低时，同步电压和控制电压可能没有交点，触发器不能产生触发脉冲，致使可控硅工作混乱，造成事故，所以这种触发器不宜用于电网电压波动很大的场合，此外，正弦波触发器容易受电源电压波形畸变的影响，因此同步电压输入信号必须加R—C滤波器，移相角度一般要大于30°
。
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图5.1同步信号为正弦波的触发电路原理图
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6保护电路设计
6.1过电流保护
由于过载、直流侧短路、逆变失败、环流和交流侧短路等原因会引起系统过流而损坏可控硅。
系统采用了三种保护措施：
①电流调节器限流，电流整定值为250A，②过流保护环节，整定值为350A，③快速熔断器；
对直流回路和每个可控硅元件设快速熔断作最后一道过流保护。
它可以在冲击电流很大，冲击时间又很短的情况下保护设备，从而使系统运行安全、可靠、操作方便。
过流保护环节的电路如图13所示。
在系统正常工作时，电流检测装置输出电压小于14V（相当于主回路电流350A），稳压管DW不导通。
BG1截止，继电器J0释放，BG2导通，BG3截止，发射极输出零电位，不影响正反组晶闸管整流装置的正常工作。
当主回路电流超过350A时，电流检测装置输出大于14V，稳压管DW被雪崩击穿，BG1导通，BG2截止，BG3导通，发射极输出高电位+15V，同时封锁正反两组触发器的脉冲。
当BG1导通时继电器J0得电吸合。
一方面自锁，另一方面使继电器J1得电吸合，J1在交流侧线路接触器S-B线圈中的常闭触头打开，使S-B跳闸，切断主回路交流电源。
改变电阻R1和R2数值或选择不同稳压值的稳压管DW即可整定不同的跳闸电流。
图6.1过流保护环节
6.2过电压保护
开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。
开关稳压
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器所使用的未稳压直流电源诸如蓄电池和整流器的电压如果过高,使开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此,有必要使用输入过电压保护电路。
用晶体管和继电器所组成的保护电路如图6.2所示。
图6.2输入过电压保护
在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻R，使晶体管V导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。
其中稳压管的稳压值Vz=ESrmax－UBE。
输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性保护鉴别与过电压保护电路。
输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。
特别对输出为5V的开关稳压器来
说,它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。
如果在工作时,开关稳压器的开关三极管突然损坏,输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值,瞬时
造成很大的损失。
常用的方法是晶闸管短路保护。
最简单的过电压保护电路如图6.3所示。
图6.3简单的输出过电压保护
当输出电压过高时,稳压管被击穿,触发晶闸管导通,把输出端短路,造成过电流,通过保险丝或电路保护器将输入切断,保护了负载。
这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，约为5～10μs。
它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。
另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。
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图6.4输出过电压保护
图6.4是改进后的电路。
其中R1、R2是取样电路，Vz是基准电压。
输出电压Esc突然升高，晶体管V1、V2导通，晶闸管就导通。
基准电压Vz由式Esc=（R1＋R2）（Vz＋UBEI）/R1，来确定，UBE1为V1的发射结（BE）电压降。
本电路的动作电压可变，并且动作点相当稳定。
当稳压管为7V时，其温度系数和晶体管V1的发射结（BE）电压的温度系数可以抵消，能使温度系数降得很低。
但是对于输出为5～5.5V的直流开关稳压器来说，其常用的动作电压是5.5～6V。
那么稳压管电压必在3.5V以下，此电压附近的稳压管的温度变化系数是－20～－
30mV/℃。
因此,温度变化大的场合保护电路还会发生误动作。
采用集成电路电压比较器来检测开关稳压器的输出电压，是目前较为常用的方法，利用比较器的输出状态的改变跟相应的逻辑电路配合，构成过电压保护电路，这种电路既灵敏又稳定。
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7项目设计结果分析
分析试验过程中获得的数据、波形、现象或问题的正确性和必然性，分析产生不正确结果的原因和处理方法双闭环调速系统的起动过程：
设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近理想起动过程，闭环直流调
速系统突加给定电压Un*由静止状态起动时，转速和电流的动态过程示于图7.1。
图7.1双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形
由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中标明的I、II、III三个阶段。
第I阶段--电流上升的阶段（0t1）
突加给定电压Un后，Id上升，当Id小于负载电流Idl时，电机还不能转动。
当IdIdl后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值Uim，强迫电流Id迅速上升直到，IdIdm，UiUim电流调节器很快就压制Id了的增长，标志着这一阶段的结束。
在这一阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和。
第II阶段--恒流升速阶段（t1t2）
在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电
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