单双极性PWM波形调制方法文档格式.docx

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PWM电流波

电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波

PWM波形可等效的各种波形

直流斩波电路：

等效直流波形

SPWM波：

等效正弦波形

还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理

14.2PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术

逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合

本节内容构成了本章的主体

PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路

14.2.1计算法和调制法

计算法

v根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形

v繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化

调制法

v输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波

v通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波

v等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称

与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求

调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波

调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波

结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:

工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补

控制规律

vuo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断

v负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负

v负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud

vV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0

v负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud

V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0

uo总可得到Ud和零两种电平

uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平

图6-4单相桥式PWM逆变电路

单极性PWM控制方式（单相桥逆变）在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断

vur正半周，V1保持通，V2保持断

♦当ur>

uc时使V4通，V3断，uo=Ud

♦当ur<

uc时使V4断，V3通，uo=0

vur负半周，V1保持断，V2保持通

uc时使V3通，V4断，uo=-Ud

uc时使V3断，V4通，uo=0

♦虚线uof表示uo的基波分量

图6-5单极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（单相桥逆变）

v在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负

v在ur一周期内，输出PWM波只有±

Ud两种电平

v仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件的通断

vur正负半周，对各开关器件的控制规律相同

v当ur>

uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号

v如io>

0，V1和V4通，如io<

0，VD1和VD4通，uo=Ud

当ur<

uc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号

如io<

0，V2和V3通，如io>

0，VD2和VD3通，uo=-Ud

单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制

图6-6双极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（三相桥逆变）

v三相的PWM控制公用三角波载波uc

v三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°

图6-7三相桥式PWM型逆变电路

U相的控制规律

v当urU>

uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN’=Ud/2

v当urU<

uc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN’=-Ud/2

v当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是VD1（VD4）导通

vuUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±

Ud/2两种电平

vuUV波形可由uUN’-uVN’得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0

v输出线电压PWM波由±

Ud和0三种电平构成

v负载相电压PWM波由（±

2/3）Ud、（±

1/3）Ud和0共5种电平组成

防直通死区时间

v同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间

v死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定

v死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波

图6-8三相桥式PWM逆变电路波形

14.2.2异步调制和同步调制

v载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr

v根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制

1.异步调制

异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式

♦通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的

♦在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称

♦当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小

♦当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大

同步调制

同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步

♦基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定

♦三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称

♦为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数

♦fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除

♦fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受

图6-10同步调制三相PWM波形

分段同步调制（图6-11）

♦把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同

♦在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高

♦在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低

♦为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法

♦同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现

♦可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近

14.2.3规则采样法

按SPWM基本原理，自然采样法

♦要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多

规则采样法特点

♦工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多

图6-12规则采样法

规则采样法原理

♦图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc

♦自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合

♦规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化

♦在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断

♦脉冲宽度d和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近

规则采样法计算公式推导

正弦调制信号波

式中，a称为调制度，0≤a<

1；

wr为信号波角频率。

从图6-12得

（6-6）

因此可得

三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度

（6-7）

三相桥逆变电路的情况

三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120°

同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为d’U、d’V和d’W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式（6-6）得

（6-8）

由式（6-7）得（6-9）

利用以上两式可简化三相SPWM波的计算

14.2.4PWM逆变电路的多重化

vPWM多重化逆变电路，一般目的：

提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量

vPWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式

利用电抗器联接的二重PWM逆变电路（图6-28，图6-29）

两个单元的载波信号错开180°

输出端相对于直流电源中点N’的电压uUN’=（uU1N’+uU2N’）/2，已变为单极性PWM波

图6-20二重PWM型逆变电路

输出线电压共有0、（±

1/2）Ud、±

Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少

电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了

输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍

图6-21二重PWM型逆变电路输出波形

图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

图6-3用PWM波代替正弦半波

图6-4单相桥式PWM逆变电路

图6-5单极性PWM控制方式波形

图6-6双极性PWM控制方式波形

图6-7三相桥式PWM型逆变电路

图6-8三相桥式PWM逆变电路波形

图6-10同步调制三相PWM波形

图6-11分段同步调制方式举例

图6-12规则采样法

图6-20二重PWM型逆变电路

图6-21二重PWM型逆变电路输出波形

图6-28单相PWM整流电路

图6-29PWM整流电路的运行方式相量图