分立元件设计制作功率放大器概要Word格式.docx

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并联在BG2、BG3基极间的C4，可使动态工作时的ΔUAB减小，一般取为47μ；

C3是防止BG1产生高频自激的交流负反馈电容，一般取为47P～200P。

BG1起电压放大作用，在该电路中被称为激励级，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic1/400＝5μA、β＝100～200，所以应选用小功率低噪声三极管。

BG2和BG3是互补电流放大极，分别与BG4、BG5构成复合管对输出电流进行放大，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic2/100＝30μA、β＝100～200。

在BG4、BG5使用普通大功率三级管而不是内部已经做成复合式大功率三级管的情况下，BG2与BG3需要提供给后级大功率三级管超过100mA的峰值驱动电流，因此应使用中功率三级管。

BG4和BG5是负责放大输出电流的大功率管，静态工作电流可取在10mA～30mA，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic4/100＝0.1mA、β＝50～100。

BG4和BG5的最大极限电流Imax应该比输出电流最大幅值大1倍，方能保证输出电流最大幅值时β＞10。

R6和R7分别是BG4和BG5静态工作点调整分流电阻，动态工作时的分流作用可以忽略不计。

在Ube4和Ube5都等于0.6V标准参数时，由互补电流放大级的静态工作电流取在3mA～4mA，可计算出R6和R7应取为220Ω。

实际上，大功率三级管Ube可能相差较大，BG4和BG5的Ube需通过实测进行配对使用，借助自举电路工作的半边复合管的总电流放大率应应比不借助自举电路工作的另半边复合管要小。

R8和R9分别是防止BG4和BG过流的限流电阻，一般取在0.2Ω～0.5Ω之间。

将用200mm长、直径为φ0.08的漆包线两端分别焊接在1k以上电阻两端，把对折起来的漆包线绕在电阻上即可。

相当于熔断保险管的作用，属于最简单的非智能式限流烧断保护方式。

C5和C6是信号输出电容，用一只小容量电容与大容量电容并联起来使用，可消除大容量电容内部具有的较大电感对高频率信号的阻碍。

注意它实际上是起到中点浮动电源作用，所以电容量不是按照对通拼带下端交流信号的阻抗应为多大来计算，而是按照输出功率需要消耗多少能量进行计算。

在中点浮动电源电压随着输出电流进行波动而导致输出信号截波时，就会产生严重削波失真。

根据电容储存的能量与电压平方成正比关系，中点浮动电源的输出电容，容量应是总电源上储能电容量的4倍。

C9和R10是交流负反馈网路，与R2、R1共同构成电压并联负反愧。

R2与R1构成的直流负反愧可使总的电压放大倍率约等于R2除以1.2k（等于R1与BG1的发射结动态电阻并联），按照图①设计参数约为100倍，加入C9和R10的交流负反馈网路后，总的电压放大倍率约等于R2与R10的并联电阻除以1.2k，约为18倍。

实践证明，采用这种方式工作的电压并联负反愧表现效果很不良好。

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2007-7-2713:

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二、对功率放大器基本电路的改进

在图①所示的互补对称式OTL功率放大器基本电路中，信号输入激励级的内阻只有1k，需要做阻抗变换才能与大部份中、高阻信号源匹配。

将信号输入激励级直接改成复合管是最简单的方式，复合管的接法有多种具体电路，最佳方案是采用图②所示的接法。

新增加的前置级实际上相当于简单的电压控制电流型运算放大器，BG0的基极与发射极相当于运算放大器的正输入端和负输入端，正输入端的动态电阻已经提高到10K以上。

同时，从功率放大器输出端接到负输入端发射极负反馈电阻R10和取样电阻R11之比决定着总的电压放大倍率。

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电路调试要点也是先将R5调节成短路0电阻状况使BG2～BG5处于截止状态，用两只1K/2W电阻分别从总电源两端接到输出端获得中点电压。

用一只200K电位器代替R1或R2接在电路板上，用导线将C1输入电容信号输入端与地短路。

接通电源，测量BG1的集电极到发射极的电压降Uce，调节200K电位器使Uce等于E/2-0.6；

在总电源电压为32V时，BG1的静态Uce应等于15.4V±

0.1V。

然后测量200K电位器实际所处的电阻值，换成同阻值固定电阻替换电位器，再测量BG1静态Uce应该在15.4V±

0.2V之内。

确定好BG1的静态Uce后，再从小到大调节R5使BG4和BG5的静态工作电流为15mA。

为保险起见，可将R8与R9换接成100Ω/2W电阻，先测量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。

断开电源，测量R5可调电阻实际所处的电阻值，将R5换成相同阻值的固定电阻，拆掉先前从输出端分别连接到电源两端的1k/2W分压电阻。

再接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。

测量输出中点电平也应为16V±

0.5V之间。

把C1输入电容信号输入端与地断开悬空，测量R8与R9的电压降，用起子碰到C1输入端时R8与R9上的电压降明显变大。

然后把R8与R9换成0.3Ω电阻，接上喇叭试听。

接通电源时因C0充电，输出端中点电压需要从零缓慢上升，因而只产生轻微冲击声。

2秒钟后，用手碰C1输入端时喇叭将发出“呜”的交流声。

将C1输入端与地（电源负端）短路，喇叭应不发出声音，实际会发出轻微背景白噪声或很小声的交流哼声。

图②所示的互补对称式OTL功率放大器改进电路，有一个明显的缺点是信号输入端直流电平比输出端中点电压要低2V～3V，在大众还没有运放IC使用和三极管元件价格高的20世纪80年代初，它已经是很良好的可使用单电源的功率放大器实用电路。

20世纪80年代中期，运放IC开始推出，人们开始采用运放IC来担任前置极和激励极。

典型电路如图③所示，因运放IC不需调整静态工作点，只要调节R5使BG2～BG5的静态工作电流10mA～20mA即可。

注意，虽然运放IC不需调整静态工作点，但在BG2～BG5处于截止状态时，由R8、R9和BG3、BG5发射结正向导通将运放IC负输入端置为高电平，运放IC输出低电平，于是通过BG3发射结把运放IC负输入端置为低电平，运放IC输出端翻转成高电平，结果处于输出不定的低频率振荡状态，不能提供稳定的参考中点电平。

在这种状况下调整BG2～BG5的静态工作电流，运放IC输出端为高电平时调节R5无效；

而运放IC输出端为0电平时BG5不能导通，调节R5只能使BG2、BG3、BG4进入工作区，BG2实际只起到二极管的作用，经BG4和BG2的电流直全部灌入运放IC输出端，结果使BG2和运放IC因过流而损坏！

（我曾经把当时手头所拥有的几只国产运放IC和十几只中功率三级管全部损坏，也未能将静态工作点调整出来。

）必须先用导线将运放IC的负输入端与输出端连通，暂不接上负反馈电阻R6，让运放IC以跟随器方式输出稳定的参考中点电平，在此状态下调节R5使BG2～BG5的静态工作电流为15mA，将R5换成相同阻值的固定电阻后确认BG2～BG5的静态工作电流在10mA～20mA之间，再将运放IC的负输入端与输出端端开，把反馈电阻R6接入电路中。

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使用运放IC担任前置极和激励极后，最好将BG2～BG5的静态工作电流偏置方式改成由三极管与分压电阻构成的稳压器，这样可以在电源电压发生较大变化下保持几乎相同的静态工作电流。

图④即是经过改进后的电路，BG1发射结门坎电压与BG2、BG3、BG4的门坎电压一同随温度变化，本身可起到温度补偿作用。

为了减少运放IC输出端的静态工作电流，在运放IC输出端赠加了到地端的分流电阻R10。

有了该分流电阻后，调整BG2～BG5的静态工作电流时可以先不接入运放IC，直接由其中的R7、R8和R10分压出近似的中点参考电平。

先从0到大调节R5使BG2～BG5的静态工作电流在10mA～20mA之间，再接入运放IC，电路即能正常工作。

另外，在运放IC输出端串联一只1k限流电阻R15，可保证运放IC输出端处于0电平时BG5也不会进入截止状态。

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使用运放IC担任前置极和激励极，最大的优点是输出端直流电平与信号输入端直流电平严格一致，相差不大于±

0.05V。

这样就可以制作出由两个OTL功率放大器构成的反向输出的BTL功率放大器，而在输出端直流电平与信号输入端直流电平相差悬殊情况下，两个OTL功率放大器的正、反相输出端直流电平往往会相差超过0.5V，明显影响喇叭的工作平衡位置。

BTL功率放大器的正、反相输出端直流电平直流电平相差必须小于0.1V，喇叭的工作平衡位置才不会发生明显偏离自由平衡位置。

喇叭的工作平衡位置明显偏离自由平衡位置时，正反方向的机械振动幅度不对称，发出的声波将产生畸变不自然。

另外，输出端直流电平与信号输入端直流电平严格一致，才使得使用正、负双电源供电的OCL功率放大器成为现实。

否则，因输出端直流电平与电源中点电平相差较大，将导致喇叭不能良好的正常工作。

由于大部分运放IC的工作电压都不高，性能良好的高电压运放IC品种少、价格高，人们也可以采用与运放IC前置级相同的差动放大电路来达到同样目的。

图⑤即是采用差动放大方式做前置极的典型电路，它比图①所示的互补对称式OTL功率放大器基本电路多用2只要求特性一致的三极管，比图②所示的改进型互补对称式OTL功率放大器实用电路多用1只三极管。

说倒底，并不是人们不知道怎么设计功率放大器，而是受到器件选择上的限制，在不同历史时期只能使用相应的设计电路。

在20世纪80年代后期，人们才开始比较容易找到特性一致的三极管进行配对使用。

因差动放大极的静态电流可由电路设计参数准确给定，不用调节差动放大管的静态电流。

在图⑤电路使用32V电源的情况下，前置差动放大管的静态电流为0.51mA～0.52mA，只要先调节R12使BG1的集电极到地端的电压降为15.4V，再调节R5使BG2～BG5的静态工作电流在10mA～20mA之间即可。

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在调整BG1的静态电流时，同样先要将R5调节成短路0电阻状况使BG2～BG5处于截止状态，暂不接入负反馈电阻R10，用导线将BG6、BG0的基极短路。

接通电源，先调节R12使BG1集电极到地端的电压降为15.4V±

0.2V，再调节R5使BG2～BG5的静态工作电流为15mA。

为保险起见，先将R8与R9换接成100Ω/2W电阻，测量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。

断开电源，测量R5与R12可调电阻实际所处的电阻值，将它们换成相同阻值的固定电阻。

接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。

测量输出中点电平应在16V±

0.3V之间。

断开电源，将BG6、BG0的基极间连接导线取掉，把负反馈电阻R10接入电路。

0.2V之间，差分管电流放大倍率越大，输出端直流电平与信号输入端直流电平相差越小。

用起子碰C1输入端时R8与R9上的电压降明显变大。

接通电源时输出端中点电压需要从零缓慢上升，因而只产生轻微冲击声。

2秒钟后，用手碰C1输入端喇叭将发出“呜”的交流声。

三、对功率放大器实用电路的完善

采用自举电路设计的功率放大器虽然电路相对较为简单，但却存在下限工作频率截止点。

而引入自举电路是为了避免对上半波进行放大时没有足够电流提供给互补管使用，在不缺三极管使用的情况下，可以采用恒流源来保证对上半波进行放大时也有足够的电流提供给互补管使用。

与此同时，将差动放大器也设计成由恒流源提供工作电流，可以大大提高对共态噪声的抑制比和放宽对电源电压的准确要求。

图⑥是使用恒流源的功率放大器典型电路，其中：

BG3与BG4构成标准恒流源，前者给前置差动放大极提供1mA恒定总电流，2只差分管BG1、BG2各得到0.5mA的静态工作电流；

后者提供2mA恒定电流，与激励极BG5的静态工作电流2mA相等，从而使放大器输出端Q的静态中点电压完全由阻值相同的R13与R14分压确定出来，不会过大偏离E/2。

串联在下方R14上的D1是为了补偿上方复合管的门坎压降比下方单一的互补管门坎压降多一个PN结压降，确保由阻值相同的R13与R14分压确定出来的中点电压更准确。

激励极BG5的静态工作电流已经由R4上的1V压降和R12阻值200Ω确定为2mA，也不用调节。

所以，在调节BG7～BG10的静态工作电流时先不接入BG4和BG5，直接在R13与R14分压出中点参考电压并提供有0.4mA～1.1mA的偏置电流给BG6工作状况下，由最小零电阻起始调节R10使BG7～BG10的静态工作电流为15mA即可。

然后把R10换成固定电阻，将BG4和BG5接入电路板，放大器即刻正常工作。

虽然元件参数存在离散性，可能使BG5激励极的实际静态工作电流与BG4恒流源电流有少量相差，差动放大极也会根据输出端Q的静态电压偏离中点状况自动改变BG1的实际静态工作电流，使BG5的实际静态工作电流与BG4恒流源电流完全相等。

当然，对BG5实际静态工作电流进行自动调节后，差动放大极的静态工作电流不允许其中任何一个明显减少太多。

按照图⑥中的元件参数，只要变化0.1mA就可以让BG5的静态工作电流变化1mA，足以实现对BG5的静态工作电流调整。

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然而，由于恒流源限制了激励极处于截止状态时所能提供的最大电流，提高电源电压后并不能相应的提高输出幅值。

虽然相应增加恒流源电流可以提高输出幅值，但却使激励极静态工作电流也相应增大，稳定性变差。

较好的办法是引入镜像电路，采用上下对称的差动电流放大方式驱动后面的互补对称功率放大管工作。

图⑦即是采用上下对称差动电流放大方式作激励极的功率放大器实用电路，因输出功率较大，为避免过载损坏器件，电路中加进了限制最大输出电流的保护功能。

其中，BG4和BG5构成的镜像电路，可使BG5的工作电流Ic5与BG4的工作电流Ic4保持完全相等，进而对驱动BG6。

实现由BG6、BG7构成上下对称的差动电流放大方式。

这样，即可保证在上半波信号需要激励极提供更大驱动电流时，BG6也同步能输出更大的驱动电流给后极功率放大管。

要达到同样目的，人们也可以采取再并联一对互补对称的前置差动放大器，由它实现对BG6的驱动。

但由于镜像电路对元件的要求没有前置差动放大器高，采用两对前置差动放大器并不能对整个电路提高任何性能，大可不必使用那种多花代价的笨办法。

该电路的调整方式与图⑥所示的使用恒流源的功率放大器电路完全相同。

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从工作原理上考虑，采用上下对称差动电流放大方式作激励极的电路已无缺陷。

但由于大功率三极管的特性并不理想，在输出电流达到1A以上时，电流放大倍率只有10～25，将使得驱动大功率三极管工作的互补管必须提供超过200mA以上电流给后极。

互补管本身的功耗经常超过2W，发热严重，互补管也需要另外装散热器。

在电子元件厂家已经研制生产出大功率达林顿管的情况下，改用内部已做成复合管的达林顿管作最后级电流放大管，可以大大减轻对互补管的输出驱动电流要求。

如SGS公司生产的TIP系列大功率达林顿管，在输出电流达到2A以上时，电流放大倍率也能达到500以上，从而只需要互补管提供20mA以下驱动电流给后极工作，互补管本身的功耗降低到0.2W以下。

需要修改的设计参数只是根据达林顿管的门坎电压等于普通三极管门坎电压的2倍，把提供静态工作电流的偏置分流电阻R18、R19增加一倍阻值，以便保持互补管的静态工作电流不改变。

同时互补管BG9、BG10基级间的电压降比先前增加一只普通三极管的门坎电压，它对电路静态工作电流的调整方式毫无影响。

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由于达林顿管不是专为音频功率放大器研制的器件，工作频率上限并不很高。

普通大功率三极管的频率上限只达到1MHz，专为音频功率放大器研制的大功率三极管也只能达到10MHz，最好的不超过100MHz。

虽然音频范围只有10Hz～20kHz，可是三极管的电流放大倍率与工作频率相关，处于工作频率上限时，电流放大倍率会下降到1倍。

这使得工作频率上限低的三极管对20kHz高音的放大能力比2kHz中音的放大能力要低，也就导致开环状态下高音与中音的电流放大倍率已经不保持相同。

而闭环负反馈对整个音频保持相同的取样倍率，并不改变混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率低的状况，从而使混合信号里的高音实际比中音的放大倍率要低。

所以，使用工作频率上限高的大功率三极管，可使混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率下降得要少。

如果使用频率上限只达到1MHz的大功率三极管制作音频功率放大器，将感到8kHz以上的高音成分严重不足。

故此，国外的电子元件制造厂已经在20世纪90年代研制出性能超群的音频功率放大器专用大功率三极管。

日本三肯公司制造的三肯管是最早出名的音频功率放大器专用大功率三极管，但它们都不是达林顿管，需要性能同样超群的中功率来做驱动前极，而且要给驱动前极中功率安装散热器。

到20世纪80年代后期，人们研制出性能更高的大功率场效应管。

任何大功率场效应管的工作频率上限也能达到100MHz，但因起初缺少高工作电压的大功率场效应管，生产厂家制作输出功率超过40W的功率放大器还是以选用大功率三极管。

实际上，使用大功率场效应管制作功率放大器比使用大功率三极管制作功率放大器更方便。

但需要特别注意一点，虽然效应管是电压控制型器件，但大功率场效应管的输入栅极与源极之间存在较大的结电容，可达到800P左右，因此在工作频率较高的状况下同样要提供5mA～10mA充放电驱动电流。

窜联在栅极前的电阻会影响对输入结电容的充放电，阻值尽量取小。

图⑨即是采用大功率场效应管的实用功率放大器电路，由于某些大功率场效应管栅极没有内置限压保护稳压管，特地在电路中加入了限压保护稳压管。

使用没有内置限压保护稳压管的大功率场效应管，焊接时必须先用导线将栅极与源极短路，焊接好大功率场效应管和限压保护稳压管后才能将栅极与源极间的短路导线去除。

采用大功率场效应管设计的功率放大器，调试方式与采用大功率三极管设计的功率放大器完全相同。

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需要注意的是，大功率场效应管的门坎电压在2V～3V之间，（三星公司生产的大功率场效应管门坎电压多为2V），大功率场效应管的实际工作电压不要超过最大允许电压的一半值，最大工作电流峰值不要超过允许电流的2/3方能确保安全可靠工作。

这个要求已经比对三机管的要求宽很多，三机管的实际工作电压也不能超过最大允许电压的一半值，而三机管的最大工作电流峰值不能超过最大允许电流的1/3方能正常工作。

大功率场效应管还有一个极大的优点是温度稳定性能十分良好，从25℃～125℃，工作特性几乎完全相同。

所以使用大功率场效应管时，散热器上的温度也可以相应允许高到90℃，而三极管还存在二此击穿的可能，实际允许工作的温度应限制在70℃以下。

四、使用多组电源供电高效功率放大器

没有把输出端中点电压严格控制在要求理想数值状况下，功率放大器只能使用单电源供电，中点电源采用自动跟随的浮动方式实现。

只要给足够大容量的储能电容，实际输出能力与使用双电源的OCL输出方式并无区别。

之所以要采用OCL输出方式，除了面可以进一步设计出性能更好功率放大器外，更大的实际意义是使用正负双电源供电的OCL输出方式可以进一步降低电路背景噪声。

在功率放大器前置信号输入级采用差动放大电路后，输出端直流电平已经能与信号输入端直流电平保持基本相等，相差小于±

0.2V。

在这种状况下，将信号输入端直流电平偏置电阻连接到正负双电源中点电位上，就可以把单电源供电的OTL输出方式改成使用正负双电源供电的OCL输出方式，不再使用自动跟随的浮动中点电源。

其实，使用运放IC做前置信号输入级能使输出端的直流电平与信号输入端直流电平保持几乎相等，相差小于±

0.02V，正是因为运放IC内部也采用差动放大电路做输入级，而且一般都采用复合管方式的差动放大电路做输入级，从而使流进或流出IC正、负输入端的静态电流低于0.1μA，在负反馈电阻上的静态直流压降已低于0.01V。

若能找到特性非常一直的配对管，当然也可以采用复合管方式的差动放大电路做输入级，使输出端的直流电平与信号输入端直流电平保持几乎相等，相差小于±

0.02V，特性极其一致的配对管需要在一片半导体材料上做成，这正是运放IC的制作工艺优势。

简言之，仅仅把OTL输出方式改成OCL输出方式，在电路设计上没有任何提高。

实际上，以甲乙类工作方式制作的互补对称式功率放大器存在一个缺陷，就是最后级大功率电流放大管的静态处于接近截止区位置，无论使用大功率三级管，还是使用大功率场效应管，在截止区附近的动态电阻都明显比线性区的动态电阻要大得很多，实际可以相差数倍到10多倍。

静态电流越小，动态电阻越大。

当放大器输出电压归零时，喇叭振动盆还会继续作阻尼振动到停止。

音圈在磁场中运动产生的电流将阻碍喇叭振动盆自由振动，如果与音圈串联的放大器内阻比较大，就会使音圈在磁场中运动产生的电流减少，降低电阻尼作用，振动盆的阻尼振动就不容易停止下来，发出的声音出现“拖泥带水”的发散收不住状况。

与此同时，中低音单元喇叭的音圈在磁场中移动所产生的感应电流不能被功率放大器尽可能短路掉，会成为妨碍中高音单元喇叭工作的干扰驱动信号。

甲类放大器之所以有较好的重放音质，奥妙就在于它具有很低的静态输出阻抗。

但由于甲类放大器功耗大、发热严重，不宜在大工作电压下采用。

为此，可以在使用高低两组正负电源供电的方式下对最后级大功率电流放大管的工作状态实施动态偏置，使放大器输出电压幅度小于4V时大功率电流放大管工作于甲类状况，输出幅度大于4V时变换为乙类状况。

由于轮流处于工作中的大功率电流放大管始终是在大电流状态下工作，实际效果与纯甲类工作方式相同。

图⑩即是采用大功率达林顿管设计的高效率动态偏置甲类功率放大器典型电路，为了较好的实现动态偏