高频开关电源原理Word格式.docx
《高频开关电源原理Word格式.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《高频开关电源原理Word格式.docx（14页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。
提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得到改善。
负载变化瞬态响应主要由输出端LC滤波器特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器LC乘积的方法来改善瞬态响应特性。
1．2开关型稳压电源的分类
开关型稳压电源的电路结构有多种：
（1）按驱动方式分，有自励式和他励式。
（2）按DC/DC变换器的工作方式分：
①单端正励式和反励式、推挽式、半桥式、全桥式等；
②降压型、升压型和升降压型等。
（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。
（4）按控制方式分：
①脉冲宽度调制（PWM）式；
②脉冲频率调制（PFM）式；
③PWM与PFM混合式。
（5）按电源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式、非隔离式和变压器耦合式、光电耦合式等。
以上这些方式的组合可构成多种方式的开关型稳压电源。
因此设计者需根据各种方式的特征进行有效地组合，制作出满足需要的高质量开关型稳压电源。
2开关电源常用的电路类型
2．1PWM变换器
脉冲宽度调制（PWM）变换器就是通过重复通/断开关工作方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平波后变为另一种直流电压输出。
PWM变换器有功率开关管、整流二极管及滤波电路等元器件组成。
输入输出间需要进行电气隔离时，可采用变压器进行隔离和升降压。
PWM变换器的工作原理如图3所示。
由于开关工作频率的提高，滤波电感L，变压器T等磁性元件以及滤波电容C等都可以小型化。
对于PWM变换器，加在开关管S两端的电压us及通过S的电流is的波形近似为方波，如图4所示。
占空比D定义为式中：
Ts——开关工作周期；
ton——一个开关周期内导通时间；
toff——一个开关周期内断开时间；
对于这种变换器，有两种工作方式。
一种是保持开关工作周期Ts不变，控制开关导通时间ton的脉冲宽度调制（PWM）方式，另一种是保持导通时间ton不变，改变开关工作周期Ts的脉冲频率调制（PFM）方式。
图3PWM变换器的基本工作原理
图4变换器开关工作的波形
2．2隔离型变换器
DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。
这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。
这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。
因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。
（1）推挽型变换器与半桥型变换器
推挽型变换器与半桥型变换器是典型的逆变整流型变换器，电路结构和工作波形如图5所示。
加在变压器一次绕阻上的电压幅度为输入电压UI，宽度为开关导通时间ton的脉冲波形，变压器二次电压经二极管V1、V2全波整流为直流。
图5（a）表示推挽型变换器的电路结构和工作波形，图5（b）表示半桥型变换器的电路结构和工作波形。
如只从输出侧滤波器来看，工作原理和降压型变换器完全相同，二次侧滤波电感用于存储能量。
如以图中所示的占空比来表示时，电压变换比m与降压型变换器相类似，即
m=D/n
式中n——变压器的匝数比，n=N1/N2；
N1——为一次绕组的匝数；
N2——为二次绕组的匝数。
（a）推挽型
（b）半桥型
图5推挽型与半桥型变换电路
（2）正激型变换器
正激型变换器电路如图6所示，它是采用变压器耦合的降压型变换器电路。
与推挽型变换器一样，加在变压器一次侧（一半）上的电压振幅为输入电压UI，宽度为开关导通时间ton的脉冲波形，变压器二次电压经二极管全波整流变为直流。
电压变换比为
对于这种变换器，开关导通时变压器存储能量，一次绕组中的励磁电流达到：
式中：
IM1为绕组N1的励磁电感。
图6正激型变换电路
开关断开时，变压器释放能量，二极管V3和绕组N3就是为此而设，能量通过它们反馈到输入侧。
开关一断开，绕组N1中存储的能量转移到绕组N3中，绕组N3的励磁电流为式中：
N1、N2、N3为绕组N1、N2和N3的匝数。
反馈二极管V3为导通状态时，变压器去磁。
绕组N3的励磁电感LM3与绕组N1电感LM1的关系为LM3释放能量所需要的时间可由下式求出：
为防止变压器饱和，在开关断开期间内变压器必须全部消磁，则tre≤（1－D）Ts。
（3）隔离型CuK变换器
隔离型CuK变换器电路如图7所示。
开关断开时，电感L1的电流IL1对电容C11充电，充电电荷量为
ΔQoff=IL1·
toff
图7隔离型Cuk变换电路
同时C12也充电（二极管V导通），开关S导通时，二极管V变为截止状态,C12通过L2向负载放电,放电电荷为这时C11也处于放电状态。
稳定状态时，电容C11充放电电荷量相等，则电压变换比为式中：
n为变压器匝数比，n=N1/N2
（4）电流变换器
电流变换器电路如图8所示，它是逆变整流型变换器。
图8（a）是能量回馈方式，开关S导通时[S1、S2导通时刻见图8（a）]，电感器L的一次侧电压为UI－nTUO（nT=N1/N2）,电感L励磁并储存能量；
S断开时，储存在电感L中的能量通过二极管V3反馈到输入侧。
若采用图示的占空比，则电压变换比为：
nL为反馈绕组的匝数比，nL=N3/N4
对于图8（b）所示的变换器，两只开关同时导通时，加在电感L上的电压为UI，电感L励磁并储存能量。
任意一只开关断开时，反向电压（nTUO－UI）加到电感L上，电感L释放能量。
其工作原理与升压型变换器类似，电压变换比为
（5）全桥型变换器
（a）能量回馈式（b）升压式
图8电流变换电路
全桥型变换器如图9如示，S1、S3及S2、S4是两对开关，重复交互通断。
但两对开关导通有时间差。
所以变压器一次侧加的电压UAB为脉冲宽度等于其时间差的方形波电压。
变压器二次侧的二极管将此电压整流变为方波（UF），再经滤波器变为平滑直流电供给负载。
图9全桥型变换电路
电压变换比为m=D/n
2．3准谐振型变换器
在PWM电路中接入电感和电容的谐振电路，流经开关的电流以及加在开关两端的电压波形为准正弦波，这种电路被称为准谐振型变换器。
图10表示出电流谐振开关和电压谐振开关的基本电路以及工作波形。
图10（a）是电流谐振开关，谐振用电感Lr和开关S串联，流经开关的电流为正弦波的一部分。
当开关导通时，电流is从0以正弦波形状上升，上升到电流峰值后，又以正弦波形状减小到零，电流变为零之后，开关断开，见图（a）波形。
开关再次导通时，重复以上过程。
由此可见，开关在零电流时通断，这样动作的开关叫做零电流开关（Zero－CurrentSwitch）,简称为ZCS。
在零电流开关中，开关通断时与电压重叠的电流非常小，从而可以降低开关损耗。
采用电流谐振开关时，寄生电感可作为谐振电路元件的一部分，这样可以降低开关断开时产生的浪涌电压。
（a）电流谐振式（b）电压谐振型
图10准谐振开关电路
图10（b）所示电路为电压谐振开关，谐振电容Cr与开关并联，加在开关两端的电压波形为正弦波的一部分。
开关断开时，开关两端电压从0以正弦波形状上升，上升到峰值后又以正弦波形状下降为零。
电压变为零之后，开关导通，见图（b）波形。
开关再断开时，重复以上过程。
可见开关在零电压处通断，这样动作的开关叫做零电压开关（Zero－VoltageSwitch），简称ZVS。
在零电压开关中，开关通断时与电流重叠的电压非常小，从而可以降低开关损耗。
这种开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分，可以消除开关导通时的电流浪涌与断开时的电压浪涌。
电流谐振开关中开关导通时电流脉冲宽度ton由谐振电路决定，为了进行脉冲控制，需要保持导通时间不变，改变开关的断开时间。
对于电压谐振开关，开关断开时的电压脉冲宽度toff由谐振电路决定，为了进行脉冲控制，需要保持开关的断开时间不变，改变开关的导通时间。
在以上两种情况下，改变开关工作周期，则谐振变换器就由改变开关工作频率进行控制。
在图10所示电路中，开关电压或电流的波形为半波，但也可以为全波，因此谐波开关又可分为半波谐振开关和全波谐振开关两种。
3功率电路主要元器件的选择与保护
目前，在高频开关电源中应用最广泛的功率半导体器件有两类：
双极型功率晶体管和功率金属氧化物场效应管。
3．1功率晶体管的选择
选择晶体管时，必须注意两个基本参数：
第一个参数是晶体管截止时的耐压值，第二个参数是晶体管在导通时能承受的电流值。
这两个参数的选择是由开关电源的类型决定的。
（1）单端反激式变换器中开关晶体管的选择
对图11所示的单端反激式变换器，晶体管的集电极与发射极之间最大耐压值式中：
UI——加到晶体管集电极的直流电压；
Dmax——最大工作占空比。
为了限制晶体管的集电极电压，工作占空比值应取低一些，一般应低于50％，即Dmax
（a）原理图（b）波形图
图11隔离单端反激式变换器电路
晶体管饱和时的集电极电流可按下式计算
Ic=I/n
I——变压器二次绕组的峰值电流；
n——变压器一、二次绕组匝数比。
Ic也可以用输出功率Po来表示。
假定变换器的效率为0.8，最大占空间比Dmax为0.4,则
Ic=6.2Po/UI
（2）推挽式变换器电路中开关晶体管的选择
对图12所示推挽式变换器电路,它实际上是由两个单端正激变换器电路构成。
所以，在开关晶体管截止时，每只开关管上承受的电压限制在2UI以内，利用输出功率、效率、最大占空比，可推导出晶体管集电极工作电流的表达式如下：
假定变换器的η=0.8，Dmax=0.8，则集电极工作电流为
图12推挽式变换器电路
（3）半桥式变换器电路开关晶体管的选择
图13所示半桥式变换器中，变压器的一次侧在整个周期中都流过电流，磁心得到充分利用，对功率开关管的耐压要求较低，决不会超过线路峰值电压。
与推挽式电路相比，若输出相同的功率，则开关晶体管必须流过2倍的电流。
在半桥式变换器电路中，因为变压器的电压已减少到UI/2，为了获得相同的功率，晶体管的工作电流将加倍。
假定变换器的效率η=0.8，最大占空比Dmax=0.8，则晶体管的工作电流为:
半桥式变换器的另一个优点是:
它可以自动校正变压器磁心偏磁,避免变压器磁心饱和。
图13半桥式变换器电路
在设计开关电源时，还应考虑的是使用双极型晶体管还是MOSFET管，这两种晶体管各有优缺点。
二者相比较，双极型晶体管价格较低，而MOSFET管由于驱动电路简单，所以整个电路设计也比较简单。
双极型晶体管有一个缺点，就是工作截止频率较低，一般在几十kHz左右，而MOSFET管的开关工作频率可达几百kHz。
开关电源工作频率高就意味着设计出来的开关电源体积较小。
提高开关电源的工作频率，这是当前开关电源设计的一个趋势。
3．2功率晶体管的保护
功率晶体管的保护有抗饱和、二次击穿等问题，这里重点介绍二次击穿的防止及RC吸收回路元件参数的选择方法。
（1）正偏压的二次击穿
要设计出一个工作稳定、可靠的开关电源，必须避免开关晶体管出现正向偏置状态下的二次击穿现象。
图14表示晶体管集电极电流Ic与Uce间的关系图，曲线的轨迹代表的是晶体管可以工作的最大限度范围。
在晶体管导通期间，落入安全区正向偏置的负载曲线认为是安全的，工作时不能超过厂家所提供的器件热限度和安全工作区。
图14双极型晶体管安全工作区
正向偏置的二次击穿现象是由若干个发热点引起的。
这些发热点是由于晶体管在高压下电流的不均衡而造成的。
它们分布在功率晶体管工作面上的许多地方，由于晶体管的基极－发射极结间是负温度系数，这些发热点就增加了局部电流流动，电流越大，则产生功率越大，进而使得某一发热点的温度更高。
由于集电极对发射极的击穿电压也是负温度系数，所以与上述结果相同。
由此可见，如果加在晶体管上的电压不消失，电流就不会终止，集电极－发射极结就会被击穿，而晶体管会由于无法抗拒高温而损坏。
有一种防止正向偏压二次击穿的新方法：
在制造晶体管时增加了发射极平衡技术，使用这种技术制造的晶体管可以工作在它本身允许的最大功率和最大集电极电压的条件下，而不必担心会产生二次击穿。
应用这种技术的器件如图15所示。
具体实现方法是在功率开关晶体管的基极再串接一个结型场效应管，场效应管起着基极平衡电阻的作用，其阻值随集电极对基极电压的变化而变化。
当集电极电压变化时，能够维持恒定的功耗。
图15防止二次击穿的措施
（2）反偏压的二次击穿
当晶体管用作开关器件使用时，存储时间和开关损耗是两个重要的参数。
如果不能有效地减少存储时间，变压器就会产生饱和，而且开关电源的调整范围就会受到限制。
同时，对开关损耗必须进行控制，因为它影响着整个电源系统的工作效率。
实际应用中，晶体管的反向偏置安全工作区（RBSOA）很有实用意义，如图16所示。
图16反向偏置时安全工作区
RBSOA曲线表示，对于Uce低于Uceo的情况，只受晶体管集电极电流Ic的限制。
对Uce高于Uceo情况，集电极电流必须随所加的方向偏置电压的增加而减少。
很明显，反向偏置电压Ueb是非常重要的，它对RBSOA的影响非常大。
在开关晶体管加反向偏压时，因为关断时间会减少，应避免基极－发射极结的雪崩现象发生。
设计时可采用有箝位二极管的RC吸收回路以避免雪崩现象的发生。
（3）开关晶体管的RC吸收回路
由上面的讨论可见，开关晶体管工作在截止状态的瞬间，为了把存储时间减少到最低限度，一般采用加大反向基极电流的办法。
但是如果Ib过大，会造成发射结的雪崩，而损坏晶体管。
为了防止这种情况的发生，可采用RC吸收回路，RC吸收回路并联在开关晶体管的集电极－发射极之间，在功率开关晶体管截止时给开关晶体管集电极电流分流，见图17。
当晶体管V1截止时，电容C通过二极管V2被充电到工作电源电压E＋，当晶体管V1导通时，电容C经过电阻R放电。
实际上，吸收回路消耗了一定量的功率，减轻了开关管的负担。
如果没有吸收回路，这一部分功率必须由开关管承担。
图17晶体管截止电流吸收网络
在实际设计电路时，可用下面的公式进行估算。
在晶体管截止时，其能量可用下式表示：
Ic——最大集电极电流（A）
Uce——最大集电极－发射极电压（V）
tr——集电极电压最大上升时间（s）
tf——集电极电流最大下降时间（s）
由电容的定义可求出由图17可知，电容C上的电压可以写成下式：
ton是晶体管导通时间（这时C经过R放电） 选取RC回路的值要保证以下两条：
一是在开关晶体管截止期间内（toff）必须能使电容C充电到接近Uce电压，二是在晶体管导通期间（ton），必须使电容C上的电荷经电阻R放完，所以应使表达式的值接近于1。
当ton=3RC时，e－3=0.05，即可以认为经过3RC的延迟,电容C已基本上把电荷放完,这样R的取值可由下式决定:
R=ton/3C
同时还应检验在晶体管导通时，电容C通过开关管放电的电流Idis,应把它限制在0.25Ic以下,可用下式计算:
Idis=Uce/R
[例]在一半桥变换器中使用开关晶体管,Uce=200V，tf=2μs，tr=0.5μs，变换器的工作频率f=20kHz,开关晶体管的集电极工作电流Ic=2A,试计算RC吸收回路的R、C值。
解取C=22nF，假定ton是总周期1/f的40％，则由R=ton/3C有取R=300Ω，再核对放电电流这个值大于Ic（2A）的25％，需再计算R的值取R=430Ω。
3.3MOSFET的选择和保护
功率场效应管（PowerMOSFET）是近些年发展起来的半导体器件，在高频开关电源中得到了广泛的应用。
它具有几个明显的优点：
工作频率高达200kHz以上，从而可进一步减小开关电源的体积和重量；
同时它还具有工作速度快、功率大、耐压高、增益高，几乎不存在存储时间，没有热击穿等优点。
MOSFET是电压型控制器件。
为了在漏极D得到一个较大的电流，必须在MOSFET的栅极和源极S之间加一个控制电压。
为了驱动MOSFET导通，需要在栅极和源极间加入电压脉冲。
为了提高MOSFET管的开关速度，驱动电压源的阻抗Rg必须非常低。
当MOSFET管关闭时，在漏极和源极之间就会出现很高的阻抗，从而抑制了电流的流动。
当功率MOSFET用作开关器件时，漏源极间电压降与漏极电流成正比。
也就是说，功率MOSFET工作在恒定电阻区，因此它实际上象电阻一样起作用。
所以功率MOSFET漏源极间的导通电阻Rdson就成为一个十分重要的参数，它与双极型三极管的集电极－发射极间饱和压降的重要性一样。
当Ugs达到门限电压时（一般是2～4V），漏极电流Id开始流动。
当Ugs超过门限电压之后，漏极电流和栅极电压的比值呈线性增长，这样漏极电流对栅极电压的变化率（称为跨导gfs）在漏极电流较大时，实际上是个常数。
MOSFET可以提供非常稳定的安全工作区（SOA），因为在正向偏置时，它不受二次击穿的影响，因此，无论施加直流还是脉冲电压，它的SOA曲线比双极型晶体管要好。
用功率MOSFET作开关器件使用时，在额定电压下驱动额定电流，不用吸收回路是可能的。
当然，在实际设计电路时，还应适当降低额定值，图18表示典型MOSFET的SOA曲线，为了与双极型晶体管比较，把它们重叠画在一起。
为了充分发挥MOSFET的优点，在设计MOSFET电路时应注意以下几点，以防在高频工作时产生振荡现象。
（1）尽量减短与MOSFET各管脚接线的导线长度，特别是栅极引线长度，如果实在无法减短，可以用小磁环或1个小电阻R1与MOSFET管栅极串联，如图19所示。
使用这两个元件应尽量靠近管子的栅极，以消除寄生振荡。
（2）由于MOSFET具有极高的输入阻抗，为了避免电路正反馈引起的振荡，驱动源的阻抗必须很低。
当MOSFET的直流输入阻抗很高时，它的动态阻抗（交流输入阻抗）会随着工作频率的变化而变化。
由于MOSFET的栅极和源极之间的硅氧化层比较容易被击穿，如果两极间所加的电压超过了厂家给定的参数值，就会使管子造成永久性损坏。
实际上，栅极电压的最大值一般是20～30V，即使所加的栅极电压低于最大允许值，也要对电路采取措施，确保避免由于杂散电容引进的尖峰脉冲把MOSFET的氧化层损坏。
图18SOA比较图
图19用铁氧体磁环消除寄生振荡
为了使MOSFET管更安全有效地工作，一般情况下需要在MOSFET的源漏极间加RC吸收回路。
因为RC吸收回路消耗了多余的关断MOSFET的能量，否则这部分能量要由MOSFET开关管来消耗，其工作原理与双极型晶体管RC吸收回路相同。
作者简介
路秋生男副教授。
1982年毕业于山东大学电子系，现在北京电子信息大学电子系任教，主要从事电子技术、电力电子技术的教学、科研工作。
吴亚娟女讲师。
毕业于北京科技大学电气自动化系。
现在北京电子信息大学电子系任教，主要从事电子技术教学、科研工作。
收稿日期：
2000.1.19
定稿日期：
2000.3.28
-----精心整理，希望对您有所帮助!
升级会员 