海上风电经DRMMC并联混合直流送出系统启动及协调控制策略文档格式.docx

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目前，德国已有的海上风电柔性直流送出系统已达十余个，最大输送距离、容量和电压等级分别达到了200km、900MW和±

320kV[2]。

中国的上海南汇、广东南澳和浙江舟山柔直系统也实现了海上风电的送出[3]；

同时，即将投运的全球首个直流电网—张北四端柔直工程也将在送端康保和张北站实现无源系统送出[4]。

Tennet规划的欧洲北海风电开发计划，依托直流系统构建未来北海风电输送网，并计划修建人工岛作为周边海上风电汇集点，接入换流站进行远距离输送[5]。

目前的海上风电直流送出系统大多采用模块化多电平换流器（multilevelmodularconverter，MMC）[6]，早期的Borwin1工程采用了两电平电压源型换流器（twolevelvoltagesourceconverter，2L-VSC）的柔直输电方案，均具备无源系统运行能力。

SIEMENS公司在2015年推出了基于不控二极管整流（dioderectifier，DR）的海上风电直流送出方案，具备体积小、成本低、运行控制简单的优势[7]，成为未来极具竞争力的备选方案之一。

但DR方案需要海上风电场交流侧具备无源运行能力[8]，同时其启动过程需要交流回线、储能设备或启动电源[9-10]。

文献[11]针对DR设计了一种新型改进拓扑，利用并联换流器实现无源系统的启动和运行。

文献[12-13]针对DR送出方式提出了一种串联MMC的改进方案，利用了MMC的无功电压支撑能力。

文献[14-15]构建的DR海上风电送出系统中均包括并联交流线路，可采用交直流并列送出方式。

文献[16]和文献[17]分别对海上风电机组采用了GPS同步信号和分布式控制方式，实现了海上系统同步交流电压的建立。

文献[18]通过移相变压器结合脉动数提高的方式提升DR方案的谐波特性。

对于DR送出方案，目前存在的主要难点包括无源系统交流电压难以建立、系统启动需要依赖启动电源。

为有效解决上述问题并充分利用MMC和DR各自的优点，送端结合MMC和DR，构成混合直流并联送出系统，成为未来远海风电送出系统的可行方案之一。

本文首先介绍了海上风电经DR-MMC并联混合直流送出系统的拓扑结构和运行特性；

在此基础上提出了混合直流系统的启动策略；

对并联送出系统所存在的有功功率倒送现象进行了机理分析，并提出基于有功-电压下垂的无源控制策略；

最后利用构建的混合直流系统模型验证了所提出策略的有效性。

所提拓扑和控制策略实现了在风电机组控制策略不变、机组间无通信和额外启动设备下，混合直流送出系统启动和稳态运行，实现送端换流器间有功功率的合理分配。

1DR-MMC并联混合送出系统拓扑

远海风电场的离岸距离一般在100km以上，采用DR-MMC并联送出方式，能够减少平台投资和体积。

风电机组考虑66kV汇集方式，从而近一步减小海上平台的空间需求，送出拓扑如图1所示。

图1海上风电DR-MMC并联直流送出拓扑

Fig.1TopologyofoffshorewindpowertransmittedbyDR-MMCparallelhybridHVDCsystem

为了进一步减少海上平台的滤波器和无功补偿需求，DR采用基于移相变压器的24脉动方案[18]；

MMC采用常规的基于半桥子模块（halfbridgesubmodule，HBSM）的方案。

由于DR运行给交直流侧带来特征次谐波，采用双调谐滤波器方案实现特征频次分量的滤除，并配备一定的无功补偿设备。

考虑到DR的功率因数取决于阀侧电流基波和电压基波之间的夹角，可由下述近似公式表示：

式中：

α表示功率因数角；

μ为换相重叠角。

考虑平波电抗器的作用，假设直流电流恒定，则功率因数角约为换相重叠角的二分之一。

μ的表达式为：

XT为换流变压器等值电抗；

U1为阀侧开路的基波线电压有效值；

IDC为直流电流。

得到DR换流器的功率因数角与直流电流、换流变等值电抗之间的关系如图2所示。

如图2所示，DR功率因数随着直流电流和变压器等值电抗的增大而减小，考虑到海上风电出力变化导致的直流电流变化，DR功率因数也在一定范围内变化。

在直流电流较大、变压器等值电抗较大的情况下，功率因数会降至0.92，此时无功补偿容量较大，约为有功传输容量的42.6%，需要配置多组补偿装置。

综合海上平台无功补偿装置安装体积需求，可采用减小变压器短路电抗的方法实现功率因数的提升。

图2DR功率因数与直流电流和变压器等值电抗关系

Fig.2RelationshipamongpowerfactorofDRwithDCcurrentandtransformerequivalentimpedance

换相过程中的交流电流变化过程近似线性，多单元组成的DR直流侧电压UDC_DR满足如下关系：

忽略第二项的换相过程影响，有：

n为DR单元数。

如n=1的情况对应6脉动DR换流器，其直流电压近似等于阀侧交流电压的1.35倍。

故对于完全不可控的DR换流器，需要采用改变交流侧电压的方式实现DR直流侧电压的改变，从而改变传输的直流功率。

2DR-MMC并联送出系统启动策略

启动策略可以充分利用海上MMC的黑启动能力，实现送端交流电压的建立。

相比较于纯DR送端，DR并联MMC系统的启动方式无需配置黑启动储能装置或备用交流回线。

同时风电机组的控制和并网策略无需进行修改，利用送端DR和MMC之间的配合实现大规模海上风电的功率送出。

2.1直驱型海上风电控制策略

直驱型海上风电机组采用常规的基于电流内环矢量控制方式。

对于机侧换流器（machinesideconverter，MSC）和网侧换流器（gridsideconverter，GSC）的外环控制目标，分别采用定有功功率和定直流电压/无功功率的方式；

MSC基于定子电压定向，GSC利用锁相环（phaselockedloop，PLL）跟踪并网点电压。

由于直驱风机并网特性主要由GSC决定，故此处只给出GSC控制策略，具体结构如图3所示。

图3直驱风电机组及网侧变流器控制策略

Fig.3Blockdiagramofcontrolstrategyfortype-IVwindturbineandGSC

图中GSC控制策略采用直流电压和无功功率外环的矢量控制方案；

定子侧开关BRK用于连接发电机定子侧和MSC，当满足同期并网判据（A）时合闸，具体如下：

式（5）两式分别表示机侧变流器MSC电压UMSC和发电机定子侧电压Ustator的幅值差小于启动阈值Uon，相角差小于启动阈值δon。

满足上述软并网条件时，定子侧开关BRK合闸，风电机组输出功率。

2.2启动策略

DR-MMC并联送出系统启动策略首先通过岸上柔直换流站建立直流电压，结合海上柔直站的无源启动能力实现部分机组并网，从而带动DR启动并实现剩余机组并网。

主要分为以下步骤，其详细过程如图4所示。

图4DR-MMC海上风电送出系统启动策略

Fig.4Flowchartofstart-upstrategyforoffshorewindpowertransmittedbyDR-MMCsystem

（A）:

电机定子侧电压与MSC出口电压幅值相位同期条件

（B）:

交流侧空载整流电压大于受端直流侧电压

1）岸上柔直换流站启动：

结合MMC的充电电阻，利用岸上交流系统对柔直换流站进行充电，建立系统的直流侧电压。

2）海上柔直换流站启动：

在直流侧电压维持稳定后，海上MMC工作在无源运行模式，建立海上交流系统的电压。

3）部分直驱风电机组并网运行与DR启动：

考虑到MMC容量有限，首先启动部分直驱风电机组，启动逻辑为GSC，建立风电机组直流侧电压，定子侧开关在检测到机侧换流器空载电压与电机定子侧电压相位幅值满足前述判据（A）后合闸，实现并网发电；

当海上风电场侧交流电压超出阈值范围，导致海上风电场侧直流电压大于受端直流电压时，DR开始传输部分功率。

4）全部风电机组并网：

少部分风电机组并网发电且DR开始传输功率后，剩余全部风电机组并网，实现整个海上风电场的电能输送。

判据（A）为2.1节的发电机同期并网判据；

判据（B）为DR启动判据，表示当交流侧电压大于阈值时，送端直流电压高于受端，二极管正向导通，开始传输功率，具体有：

UDC_MMConshore为受端MMC直流电压。

3送端协调控制策略

对于DR并联MMC海上风电孤岛送出场景，若维持风电机组的电网跟随型控制策略不变，则需要利用MMC的孤岛运行能力作为支撑电源运行。

这里首先对DR-MMC并联送出场景下的有功功率分配机理和MMC倒送功率现象进行分析阐述，在此基础上给出MMC和DR之间的协调控制策略，实现有功功率的合理分配，从而有效避免MMC有功倒送现象。

3.1DR-MMC并联送出系统有功功率分配机理

考虑稳态运行时送端MMC处于运行区间范围内，采用V/F控制模式可视为潮流计算的平衡节点（Vθ节点）；

受端柔直站直流侧电压维持恒定，视为理想直流电压源；

海上风电视为输出功率变化的等值电流源。

对整个系统进行相应简化后，得到的交直流系统简化示意图如图5所示。

图5DR-MMC海上风电送出系统简化分析图

Fig.5SimplifiedschemeofoffshorewindpowertransmittedbyDR-MMCsystem

当海上风电场并网点线电压有效值为U1时，DR直流侧出口电压由式（4）得到，按照图中定义的电气量和方向，满足如下关系：

考虑平波电抗的存在以及直流侧连接线路阻抗，在DR传输功率时会导致MMC直流侧出口电压UDC_MMC与DR直流侧出口电压UDC_DR存在差值。

若定义MMC与DR输出直流电流均以送出方向为正，直流电流的差模分量为Idiff，共模分量为Icom，满足如下关系：

DR直流侧电压和MMC直流侧电压差值满足：

R为连接电缆及平波电抗的阻值，数值较小。

联立式（4），可得：

kT为DR变压器变比。

在已知直流电流IDC时，差模电流分量表达式为：

RL为并联送出系统的电缆等值电阻；

UDC为受端MMC直流电压。

当总传输功率PDC不变时，差模分量Idiff随交流电压U1上升而上升，当差模分量Idiff大于共模分量Icom时，送端MMC直流电流有：

表明此时由于送端交流系统电压过高，DR直流送出功率超过风电场功率，出现MMC向风电场侧倒送有功功率的现象，增大了系统损耗，属于不合理的有功功率送出方式，应当予以避免。

由上述分析可知，在海上风电场功率送出较大时，如果维持交流侧母线电压恒定，此时DR出口侧直流电压近乎不变。

考虑到输送有功的上升会导致海上MMC直流侧出口电压上升，此时DR送出功率下降，由MMC传输大部分有功功率。

混合送出系统可通过MMC控制交流侧电压方式，协调送端DR和MMC有功输出，从而使送端DR和MMC均处于整流运行状态，降低运行损耗并避免出现送端MMC有功功率倒送的情况。

3.2DR-MMC并联送出系统有功控制策略

由图5分析，风电场输送功率为PWF，DR直流侧电压可由式（4）近似表达。

忽略换流器损耗，受端MMC直流电压为UDC时，调整送端交流侧母线电压幅值U1，可实现并联送出系统的有功功率协调控制，保证DR和MMC间有功功率的合理分配。

在交流侧参考电压给定加入比例下垂环节，实现风电场传输功率变化时有功功率的合理分配，其控制策略如图6所示。

与原有无源V/F控制相比，改进控制策略主要区别在于d轴控制量外环的电压参考给定值包含功率下垂环节，从而在风电场输送功率变化时实现交流侧电压的有效调整。

交流侧母线线电压有效值U1满足：

Ud*为交流电压参考值；

PMMC为MMC输出功率；

Kvac为下垂系数。

Ud*满足：

图6并联混合送出系统改进MMC无源控制策略

Fig.6BlockdiagramofimprovedMMCpassivecontrolstrategyforparallelhybridtransmissionsystem

该条件表明风电场有功输出为0时，DR不输出有功功率。

常规的V/F控制结构可视为下垂系数Kvac为0、交流电压参考值Ud*恒定情况下，本文控制策略的特殊工况。

Kvac的数值选择与MMC和DR之间有功功率的分配有关。

当Kvac数值较大时，风电场输送功率上升时，DR输出功率上升较大，MMC无功输出增加量较大，有功输出增加量较小；

反之当Kvac较小时，风场输出有功变化量主要由MMC承担，而交流母线电压变化较小。

在并联送出系统实际运行中，需要考虑DR和MMC换流器容量配比及运行区间限制，选择合理的Kvac实现有功功率的合理分配。

同时，Ud*和Kvac的选择与DR启动时MMC输送功率PMMC0有关，有：

表明当风电场输送功率小于PMMC0时，所有功率均由MMC送出；

当输送功率大于该数值时，DR启动，与MMC协调送出风电场功率。

4仿真算例验证

利用PSCAD/EMTDC建立的DR-MMC并联海上风电送出系统，风电场总容量为800MVA，混合直流送出系统直流电压为±

200kV，具体参数如表1所示。

海上66kV交流汇集系统等值电缆长度为10km，±

200kV直流电缆长度为200km。

表1DR-MMC海上风电混合直流送出系统参数

Table1ParametersofoffshorewindpowertransmittedbyDR-MMCparallelhybridHVDCsystem

4.1启动过程

启动阶段功率特性和电压电流特性分别如图7和图8所示。

图7混合送出系统直流电流及功率输出

Fig.7WaveformofDCcurrentandpoweroutputofhybridtransmissionsystem

仿真结果表明，岸上MMC建立直流电压后，海上MMC站运行在无源模式，建立风电场交流电压，DR开始送出少量功率，部分风电机组开始并网送出功率；

输出功率稳定后，剩余部分机组并网启动送出功率。

海上MMC调整电压参考幅值如图8（c）所示，紫色实线为交流母线线电压有效值，由63.4kV缓慢上升至65kV，从而实现DR和MMC之间的功率分配。

图中DR的直流侧电流、交流侧电流和送端直流电压均存在一定纹波和畸变，这是由DR的运行特性所导致。

DR换流器换相过程带来的直流侧纹波电流和电压主要成分为特征次谐波，该成分幅值过大会导致换流器运行损耗增大，并威胁系统安全稳定运行。

通过配置直流侧滤波器可滤除直流谐波电压，增大直流侧平波电抗器可减小直流谐波电流。

但对于海上DR平台，其直流侧平波电抗数值的选择需要考虑安装空间的限制。

图8混合送出系统启动仿真结果

Fig.8Simulateddynamicbehaviorofhybridtransmissionsystem

4.2风速变化

8s～20s之间，以2s为时间节点，给出了风速变化下的运行结果如图9和图10所示。

本文控制策略可以有效调整直流电流改变送出功率。

在风速处于区间变化时，直流并网点交换无功功率处于较小范围内，表明所需支撑电压大部分由柔直换流器提供。

图9混合送出系统风速变化仿真结果

Fig.9Simulationresultsofwindspeedvariationofhybridtransmissionsystem

图10混合送出系统送端交流母线电压及直流电流结果

Fig.10WaveformofACbusvoltageandDCcurrentatthesendingendofhybridtransmissionsystem

图10表明，在风速变化过程中，MMC通过控制策略实线风功率送出情况下交流侧母线电压的调整，从而实现了DR和MMC之间有功功率的协调分配。

图10（b）也反映出，有功功率主要由DR送出，MMC仅承担少量有功输出。

图11原有无源策略与本文策略仿真结果对比

Fig.11SimulationresultscomparisonbetweenoriginalV/Fandproposedcontrolstrategy

为了对比本文所述策略的效果，比较了交流电压为额定电压时的无源V/F控制方式与本文方式下，柔直换流器MMC输出有功及无功功率。

即对比策略的下垂系数Kvac为零，交流电压参考值Ud*恒定的情况，具体结果如图11所示。

图11表明，在不采取控制策略改进的情况下，风电功率处于较低水平时会出现MMC向风电场侧倒送功率的情况。

当风电输出功率处于极低水平时，输送有功功率甚至可能超出MMC运行范围，如图11中17s之后的情况。

采用本文策略后，送端MMC有功功率输出处于较低水平，未出现倒送功率的情况。

同时在风电输送功率变化时，MMC功率运行变化范围相对较小，证明了策略的有效性和优越性。

5结论

本文结合DR和MMC各自优点，研究了海上风电经DR-MMC并联混合直流送出系统的启动和协调控制策略。

研究表明，该系统可实现在风电机组控制策略不变、机组间无通信和无需额外附加启动设备条件下的系统启动，并具备运行灵活、成本低的优势。

同时，本文对该系统运行中存在的并联送出系统有功功率倒送现象进行了机理分析，并提出了基于有功电压下垂的无源控制策略；

策略实现了送端DR和MMC间有功功率的合理分配，避免了风速骤降导致的功率倒送情况，提高了系统运行的经济性；

最后利用构建的混合直流系统模型验证了策略的有效性。

仿真分析验证了本文所提出的系统启动及协调控制策略的有效性。