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为了用脉冲后沿调制恰当地控制升压变换器，需要由电路的输入配置去产生OCC式的PWM。
用所提供的取决于输入电流和输出电压的斜波信号的基准阈值来控制变换器的占空比，从而实现输出电压的稳定和功率因数的校正。
这项控制技朮不需要直接的线路电压检测：
线路电压信息已经包含在电感电流中。
IR1150的详细描述
IR1150控制IC用于工作在连续导通模式，固定频率的升压变换器的功率因数校正电路。
IC用两个必需的回路工作，即内部的电流回路和外部的电压回路。
内部电流回路维持基于脉宽调制器占空比和输入线路电压的相关性的平均输入电流的正弦曲线，以决定类似的输入线路电流。
因此，电流回路利用嵌入的输入电压信号来控制随着输入电压的平均输入电流。
只要维持在连续导通模式的工作下就都是正确的。
因为线路周期向前移动接近于零过度且变换器工作在由有限的阻抗的电感给出的轻载条件下，电流波形将有一定的失真。
这些工作条件下的谐波电流都很好地在EN6100-3-2规定的D等级内，因此这不是问题。
外部电压回路控制升压变换器的输出电压，输出电压误差放大器在它的输出端产生一个电压，它直接控制积分器斜波的斜率，从而控制平均输入电流的幅值。
这两个控制器的结合控制了输入幅值和相位，以便使输入电流与输入电压成正比而且同相位。
IC在应用中为可靠的工作提供保护电路，采用了过流，过压，欠压和布朗输出条件下的保护。
UVLO电路监视VCC端且保持栅驱动信号为非激活状态，直到Vcc电压达到UVLO导通阈值VccON。
如果反馈端的电压没有超过它额定值的20%，开环保护（OLP）会阻止控制器工作。
如果因为某些原因电压控制回路开路，IC将不起动，这可以避免潜在的突然失效。
只要Vcc电压超过这个阈值，提供给VFB端的电压大于20%的VREF，栅驱动将开始开关。
Vcc端的电压下降到低于UVLO的关断阈值VccUVLO时，IC将关断，栅驱动终止。
为了重新启动过程，Vcc端电压必须再次超过导通阈值。
专用的可调节的过压保护（OVP）可用于保护过压输出。
PFC电压反馈回路经常很慢。
如果输出电压超过OVP的设置限制，栅驱动将不能工作，直到输出电压再一次回到它的额定值时栅驱动信号才开始工作。
IR1150的输出保护见图5。
图5IR1150的输出保护特性
最后提供输出欠压保护OUV：
为了防止过载或布朗输出，变换器将自动地限制电流，结果输出电压将下降。
如果压降超过额定输出电压的50%，控制器将关断然后再重启。
可以经过FREQ端的外部电阻调节IC的开关频率而设计的振荡器。
设计给出了最小/最大频率限制，最小和最大工作频率在50KHz到200KHz的范围内。
在更低的开关频率下令IC工作通常是可能的，但是给出的设定电阻的较大的值可能导致不够精确的频率调整，其在数据表规定的容许范围之外。
IR1150S的一个附加的特点是强迫IC进入“睡眠”模式的能力。
在睡眠模式下，IC的内部单元不能工作，且IC仅消耗200μA的非常低的静态电流。
这是为了在待机模式期间减小系统功率损耗到最小值而设计的符合要求的特点，也是为了系统设计者需要关断变换器而设计的。
睡眠模式在任何时侯只要OVP端（Pin4）低于0.62V的电压水平时都被激活。
栅驱动输出为高效率地驱动MOSFET提供了充足的驱动能力。
PFC变换器设计步骤
这一部分叙述了用IR1150S控制IC设计连续导通型升压变换器的功率因数校正器的设计步骤。
PFC变换器的一些设计折衷方法作为附加内容被讨论。
标准的300WPFC变换器的设计步骤可参照原理图。
IR1150S样板可从国际整流器公司买到，样板强调了IR1150的特性，而且是按照这个应用注意的设计步骤而设计的。
PFC升压变换器的规范如下：
AC输入电压：
85VAC-264VAC频率：
47—63Hz。
目标效率：
92%。
功率因数：
0.99。
谐波畸变：
4%。
AC冲击电流：
35A。
最高环境温度：
50度。
直流输出电压385VDC。
最高直流输出电压：
425VDC。
最小保持时间：
30ms。
开关频率：
100KHz。
最长软起动时间：
50ms。
变换器输入输出规范定义：
POUT（MAX）最大输出功率。
PIN（MAX）最大输入功率。
ηMIN最低效率。
IIN（RMS）MAX最大均方根输入电流。
IIN（PK）MAX最大峰值输入电流。
IIN（AVG）MAX最大平均值输入电流。
VIN（RMS）MIN最小均方根输入电压。
VIN（PK）MIN最小峰值输入电压。
由IR1150组成的PFC的完整电路如图6。
图6IR1150控制的PFC的电路
最大输入功率和输入电流
大多数变换器的设计是基于低线电压时的电流。
此时效率和输入电流是最坏的情况。
假设在低线电压时PF值为0.99或更大。
假设一个在低线电压时的效率，于是可以计算最大输入功率：
在最低交流输入电压时，计算交流线路电流的最大均方根值：
假设交流电流是正弦波，即可以计算交流电流的峰值：
假设交流线路输入电流为正弦波，它的平均值为：
所需要的高频输入电容为：
在这里：
KΔIL--电感电流纹波因子（在此设计中为30%）。
γ--最大高频电压纹波因子（ΔVIN/VIN），在此设计中为6%，典型值在3%～9%之间。
CIN=0.330μF/630V。
高频电容是标准的高质量的薄膜电容，它用来应对最坏情况下的线路电压的峰值。
注意要避免电容值太大，这会导致电流失真，后面还会介绍。
可以考虑把这个电容作为EMI输入滤波器的一部分，它的主要目的是用最短的回路去旁路输入电流的高频分量。
升压电感的设计
在VIN（PK）MIN端必须确定功率开关的占空比。
这相当于在最小线路电压时整流的线路电压的峰值时的电感电流。
Δil是基于20%的纹波电流的假设。
这是设计的折衷方法必须考虑的另一个地方。
较小的纹波电流值对于减小失真，输出电容在fSW的纹波电流，功率开关的峰值电流和EMI的处理都是有好处的。
无论如何在这里的折衷方法是提高电感值来减小纹波电流，这会增大电感的尺寸和成本。
注意在给定的设计中磁芯的选择，磁芯在峰值电流水平时不能饱合。
相反地，允许高值的纹波电流需要较小的电感时，将忽略以前指出的对一些性能的影响。
成本折衷方法典型地用于选择磁芯材料，以应对损耗，温升以及随电流的增大会导致的电感饱合。
对于电感设计要仔细的考虑磁芯结构，数据手册和应用注意。
详细的电感设计不包括在这个应用注意的范围。
需要的输出电容
PFC变换器的输出电容的设计是建立在电源需要的延迟时间的基础上。
用一个恰当的设计，电容的纹波电压和电流都不成问题。
对于PFC应用电容的典型值为每瓦输出功率1μF到2μF。
（8）
最小电容值必须减小到电容的偏差容许值内，在这种情况下为-20%，为了保证满足最小电容的要求，假设最小保持时间。
在这种情况下，选电容的标准值为330μF。
控制部分设计
输出电压分压器
变换器的输出电压由分压器电阻RFB1，RFB2和RFB3设置。
此分压器中的总阻抗应该足够大以便降低分压器上的功率损耗。
这是以满足严格的待机功率规格要求的，且对于提高总系统的效率是有好处的。
对于分压器的最大阻值存在实际的限制。
电阻值不能选择的太大，以至引入过度附加的电压误差到输出电压误差放大器，电压误差是由放大器的输入偏置电流引起的。
对分压器总的阻抗值合理的折衷方法是大约1MΩ的阻值。
RFB1和RFB2被标准地分成相同的阻值，这是为了使分压器的上部电阻保持通过每一个电阻的最大电压控制在这些器件的允许的电压额定值内（标准为250V）。
为了使输出电压设置点误差最小，选择有±
1%的公差的分压电阻。
电阻公差会增加误差放大器基准的偏差，还会增加由于输入偏置电流和输入偏置电压引起的放大器的误差。
这是标准1%的偏差值。
（10）
（选用标准值RFB3=18.5KΩ）
计算基于实际电阻值的新的VO值。
（11）
计算分压电阻的功率损耗
（12）
输出OVP分压器设计
不能设置阈值太高的OVP设置点。
因为输出电容标准的额定电压为450V，用此警告以便使OVP的设置不超过电容最大电压额定值。
输出电容上的浪涌电压额定值作为不正常工作条件的防护带，且它不能用作OVP的目标电压。
425V的过压保护阈值是合适的设计目标。
同样的问题，关于功率损耗和在输出电压反馈分压器中的分压串连的总阻抗适用于OVP分压器。
用与输出电压反馈分压器相同的方法计算单独的电阻的功率损耗并计算电阻值。
IR1150S过压比较器有一个专用的内部基准，此基准电压与输出误差放大器的基准电压有固定的比值。
（13）
如果同样的分压器串作电压反馈，所得到的OVP电压阈值将设置为比普通额定输出电压高7%，即
。
当OVP阈值被触发时，IC将禁止栅驱动信号。
比较器有一个固定的450mV的阈值窗口。
在一个独立的端子上设有OVP功能可允许调节阈值到所要求的值：
（14）
为了设计OVP为425V的过压保护水平的分压器作为变换器的目标规格：
（15）
验证基于实际电阻值的新的VOVP值：
ROVP1和ROVP2的功率损耗与其阻值相同的RFB1和RFB2的功率损耗相同。
开关频率选择
开关频率对于IR1150是可调整的，它通过选择Rf的值来完成。
照此看来，开关频率的选择由用户考虑总的变换器设计，同时考虑EMI和效率的决断。
图7给出了Rf与频率的关系曲线，这为选择开关频率提供了确定恰当的电阻值的依据。
当为特殊的变压器设计而选择理想的开关频率时，必须仔细考虑关于开关频率的典型的设计折衷方法。
主要的考虑是：
最佳的电感尺寸，功率损耗，成本，EMI的要求（EN5501，最低150KHz的限制）。
功率开关的开关损耗随着开关频率的提高而增大。
对于本应用注意的设计实例，我们选择开关频率为100KHz，这是EMI特性，最佳电感和功率开关损耗之间的一个最好的折衷方案。
图7工作频率和Rf的关系曲线图8斜波和占空比的关系
电流环路和过流保护
电流检测端ISNS是电流检测放大器和过流保护比较器的输入端。
IR1150提供的电流限制的有两个电平。
一个是“软”电流限制，它实质上是一个折返型的占空比限制，变换器的占空比被限制在输出功率受限且输出电压为最低点。
另一个是峰值电流限制特色，一旦超过峰值电流限制阈值（约-0.1V），它将立即终止当前的驱动脉冲。
为了确保在最低输入电压和最大输出功率条件下的正常工作，电流检测电阻的选择要保证上述条件。
电流放大器有一个GDC=2.5的直流增益，它由内部补偿且带宽限制在280KHz以上。
OCC控制IC的工作是基于峰值电流模式的，因此开关电流可用来作为ISNS端的输入代替电感电流。
电流检测电压VSNS的范围在0V到-1V之间，必须注意当用电流互感器时，必须满足这个范围。
电流检测电阻决定了软过流点，在这个点上输入电流受到限制且输出电压会下降。
最坏情况是在低线路电压时，此时电流最大且变换器的升压因子也比较高。
电流检测电阻Rs必须设计成在最低输入线路电压和最大的负载时变换器能保持输出电压。
在最低输入电压时要求达到输出电压，在交流正弦峰值上要求的占空比为：
（16）
当输入电压变低（或负载变大）时，电压回路通过增大调制电压Vm来响应。
但是当Vm达到它的最大值时，电流额外的增大将限制占空比，从而引起输出电压的下降。
从图8可以看出在每个周期内占空比的比率被确定为：
（17）
（18）
要求通过电流检测电阻的电压在最低输入电压时设置软电流限制：
（19）
Vm饱和电压Vcomp（EFF）和电流放大器的直流增益可直接从数据表中查出。
现在可以根据过载因子（KLVL=10%）降低的最大峰值电感电流来计算检测电阻的值：
（20）
根据这个最大电流水平和在电流检测端要求的电压，现在可以计算检测电阻值：
可以用一个100mΩ的标准值，此电阻的功率损耗可以根据在最低输入电压时最坏情况的均方根输入电流来计算：
（21）
适当的降低标准，选择的电阻值为0.10Ω，3W（非感性电阻）。
尽管单周期控制已经提供了一个逐个周期的峰值电流限制，附加一个快速过流比较器可以进一步增加保护功能。
如果达到此阈值电流，输出脉冲将会终止。
当峰值输入电流超出时，系统将进入峰值电流限制：
电流检测滤波
为了减小与峰值电流模式控制有关的高频开关噪音，电流放大器用一个大约在280KHz的极点来做内部补偿。
为了防止因升压二极管的反向恢复尖峰造成的过流保护的误动作，还要提供一个消隐时间。
加入一个外部过滤器典型地用于峰值电流模式控制的系统中，一个简单的RC滤波器方案如图9所示。
推荐大约1～1.5MHz的拐角频率。
见（22）式。
RC滤波器典型值为：
（22）
RSF=100Ω。
（在浪涌和瞬变过程中也提供了附加的电流限制检测端）。
CSF=1000PF。
图9电流检测电阻的设置和滤波
当维持电流检测信号的完整性和峰值电流模式控制时，这些元件值以滤波器的形式提供一个象样的折衷方法。
必须注意电流放大器的输入阻抗大约为2.2KΩ。
100Ω的电阻会与这个2.2KΩ的电阻构成一个分压器，因此会影响软电流限制的实际阈值。
在电流限制放大器的输入端的实际电压大约为通过电流检测电阻的电压的96%。
软起动设计
软起动由放大器输出电压的上升率来控制，输出电压的上升率是补偿电容Cz和Cp以及误差放大器的最大可用的输出电流的函数。
软起动时间由下面的公式确定：
（23）
因为Cp通常比Cz小很多，它的影响可以忽略。
（24）
iOVEA和Vcomp（EFF）可以从数据表中查出。
这表示需要的时间使控制器在起动阶段中达到满占空比。
在这个阶段当中峰值电流将受到限制。
电压反馈回路
开环增益由下式乘积给出：
（25）
电压反馈环见图10。
图10电压环路图11Boost功率级小信号低频模型
输出分压器：
H1（S）
输出分压器确定输出电压与误差放大器的基准电压的比。
因此：
（26）
（27）
这级通过固定总量H1=0.018=-34.8dB来减弱输出电压信号。
功率级：
H3（S）、G（S）
升压功率级的低频小信号等效电路如图11所示。
此模型的说明可以从（7）（8）中找到。
定义：
RL：
负载电阻
Co：
输出Bulk电容。
：
调制电压，这是电压误差放大器的输出。
GDC：
电流放大器的直流增益，它在IC内部设置为2.5V/V。
Vin：
输入电压的峰值。
对于恒定的功率负载实际的RL可以忽略。
当PFC负载是DC-DC级时，这是典型的情况。
如果此级的输入电压下降，为保持输出功率恒定，它将通过增大电流来达到目的。
在此情况下，RL将用γ对消，有：
（28）
当全部的电阻负载存在时，有：
（29）
在这里我们将不考虑电阻负载，因为大多数情况下PFC的负载是另一个DC-DC变换器的输入。
为了得到
，我们需要看一下OCC的PWM调制器。
其控制规律为：
（30）
此处，
，
（31）
代入并消元得到小信号交叉项：
（32）
根据输入电流可以计算出输出平均电流：
（33）
（34）
对于恒定功率的负载的情况，输出的控制为：
（35）
功率级增益随着输入电压的值变化。
图12功率级的增益AC90V（红）AC264V（兰）图13误差放大器电路
误差放大器：
H2（S）
IR1150控制IC中的输出电压误差放大器是一个跨导型的放大器。
传递函数是：
（36）
在原理图中所示的补偿网络在传递函数中加了一个零点和一个极点。
（37）
（38）
电压回路补偿
为防止电压回路在输出端出现120Hz的纹波引起线路电流失真，典型的PFC变换器必须保持电压回路带宽比线路频率的一半还要低。
当然，在系统瞬态响应与输入电流失真之间要采用折衷的方法，在这里电压回路的稳定性通常容易实现。
电压回路补偿的目的是限制它的开环增益带宽，比交流线路频率的一半要低，并且比从误差放大器插入Comp端的二次谐波纹波的一半还要低。
首先我们需要计算输出电容上的二次谐波波纹的大小：
（39）
120Hz的纹波要比误差放大器输出电压的涌动值小。
最小的失真要小于总量的大约1%。
（40）
从（26）式计算出输出电阻分压器的衰减为：
误差放大器和120Hz的增益为：
第二个极点通常放置在远远高于120Hz频率处，因此误差放大器的传递函数为：
（41）
因为已经决定Cz作为软起动电容，只有Rgm需要计算：
（42）
（43）
代入得到：
Rgm=8.9KΩ。
为了减小噪音，第二个极点的频率应该选择得高于覆盖频率，但比开关频率要低，标准值为开关频率的1/6到1/10：
（44）
图14误差放大器的增益图15误差放大器的相位
图16环路增益90VAC（兰）265VAC（红）图17整个环路的相移
设计注意点
IC去耦电容
PFC变换器在对于控制器是个不好的噪音环境，因此，必须考虑对噪音适当的去耦。
对IC起旁路作用的关键元件是旁路电容的实际定位和控制IC的供电源末端的连接。
为了电容能提供合适的滤波，电容必须放在离Vcc和COM端尽可能近的地方，要用的最短的路径连接。
注意在图18中旁路电容直接放在SO8IC的上面，这将为电容到Vcc和COM端提供可能的最短的路径。
提供最紧密的去耦路径和使过长的连线引起的干扰噪音是决定性的。
去耦电容的值与许多因素有关，包括限制开关频率，功率MOSFET栅驱动电容的大小，外部串入的栅驱动路径的电阻值。
一般推荐一个470nF的陶瓷电容。
还要一个较大的电解电容存在以提供低频滤波。
图18IR1150去耦电容的连接
电感设计当设计升压电感时，除了考虑电感值外还要考虑更多的问题。
电感的结构设计要结合寄生元件一起做。
它对系统的噪音水平有重要的影响。
升压电感的寄生元件会因为绕线电容的谐振产生高频振荡。
图19表示用一个多层非理想的升压电感时功率MOSFET的导通电流。
注意高频扰动（大约8-10MHz）的存在。
在图20中有同样数值的单层电感，但是有较低的绕线间的电容。
如果不控制这种振荡，会产生控制IC的3Pin的不可接受的电压，这会中断电路的正常工作。
图19多层时的开启振铃图20单层电感的开启波形
尽管内部消隐电路用以限制电流环上的二极管反向恢复尖峰的影响，建议在电流检测电阻上加一个RC网络来限制此尖峰，提高控制IC的噪音免疫能力。
另一个限制此振荡的原因就是为了限制EMI，尤其是在辐射范围内的EMI。
栅驱动的考虑
IR1150有1.5A峰值的源出和漏入的电流能力，它的栅驱动器有极快的上升和下降时间。
这些快速的上升和下降性能，如果不适当地控制的话，在提供符合要求的MOSFET栅动能力的同时也会产生噪音问题。
当栅驱动速度太快而导致快速的di/dt和dv/dt上升沿时，满足EMI的要求就困难了。
这不仅要增加EMI滤波器，还会使控制器要处理的额外的噪音干扰。
图21和22中的波形说明了IR1150S的栅驱动电压与功率开关的MOSFET的漏极电流的关系。
上升时间必须用对栅驱动电阻适当地选择来控制。
当为给定的设计选择适当的驱动电阻时，要考虑的寄生元件有容性元件和感性元件，PCB板的布局，热设计，系统效率和功率开关的选择。
图21IR1150的栅驱动波形图22IR1150的栅驱动波形
如果对栅驱动的设计没有给予适当的注意，将引起波形尖刺和噪音问题。
PCB布局
合适的电路路径是实现最佳电路性能和最小系统噪音所必须的。
电源路径过长的轨迹引起的寄生电感会引入噪音尖峰，这会损坏电路性能甚至到不能接受的水平。
它除了产生不希望有的系统噪音外，这些尖峰还会降低功率器件的稳定性。
如果干扰足够严重，器件会突然失效，这很有点破坏性。
这些不受控的寄生元件系因对印制电路板布局的不恰当引起，结果会迫使设计者在增加成本和降低效率之外，还要控制额外的噪音和抑制电路的电压尖峰。
因此必须特别注意做到最佳的PCB布局路线，引线长度方面对于关键的电路路径都必须严格符合技术要求。
在高压功率部分和电流开关路径中，当最短的轨迹长度符合要求时，可以适当的接地。
对于地电平的合理利用对控制部分成功工作都是极有帮助的。
附加的噪音抑制的考虑
PFC升压二极管反向恢复特性对于传导和辐射系统的噪音都是巨大的EMI的根源。
它除了在完成基本的电路功能和稳定性之外还负担着EMI的滤波。
除了噪音外还要考虑的有效率。
在它的导通周期内功率开关还要承担它的反向恢复电流，因此它会加大损耗，引起额外的功率损耗。
因此在系统总效率的提高和噪音水平的降低上有额外的负担。
碳化硅升压二极管的反向恢复时间基本为零是个极好的解决方法，它基本上没有反向恢复电流要处理。
在碳化硅二极管成为PFC变换器设计的元件时要考虑浪
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