运算放大器设计总结概要Word下载.docx

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输入偏置电流被定义为：

运放的输入为规定电位时，流入两个输入端的电流平均值。

记为IB。

为了运放能正常的工作，运放都需要一定的偏置电流。

IB=（IN+IP）/2。

当信号源阻抗很高时，就必须关注输入偏流，因为如果运放有很大的输入偏流，就会对信号源构成负载，因而会看到一个比预想要低的信号源输出电压，如果信号源阻抗很高，那么最好使用一个以CMOS或者JFET作为输入级的运放，也可以采用降低信号源输出阻抗的方法，就是使用一个缓冲器，然后用缓冲器来驱动具有很大输入偏流的运放。

在双级输入级的情况下，可以使用对失调电流进行调零的方法，就是使从两个输入端看到的阻抗相互匹配。

在CMOS和JFET输入电路的情况下，一般来说，失调电流不是问题，也没有必要进行阻抗匹配了。

5.输入失调电流Ios

当运放的输出端置于规定电位时，流入运放两个输入端的电流之差的绝对值。

IOS=|IN-IP|

6.电源抑制比PSRR

电源电压的改变量与由此引起的输入失调电压改变量之比的绝对值，单位是dB。

对于双电源运放，PSSR=ΔVcc±

/ΔVos±

。

PSSR随着频率的增加而下降。

开关电源产生的噪声频率从50kHz到500kHz或更高，在这些高频下，PSSR的值几乎为零，所以，电源上的噪声会引起运放输出端上的噪声，对此必须使用恰当的旁路技术。

7.输入阻抗Ri

当任意一个输入端接地是的两个输入端之间的DC电阻，当信号源阻抗很高时，输入阻抗就成为一个设计要点，因为输入电路是信号源的负载。

8.输出阻抗Ro

运放工作在线性区时，输出端内部的等效小信号阻抗。

用于轨对轨输出的运放，比射级跟随器输出级有较高的输出阻抗。

当使用轨对轨运放来驱动重负载时，输出阻抗成为一个设计要点，如果负载主要是电阻性的，那么输出阻抗所限制的是运放的输出电压可以多近的接近电源电压。

如果负载是容性的，那就会产生额外的相移，使相位裕度变坏。

9.增益带宽积GBW

开环电压增益与该增益的测试点频率的乘积，单位Hz，该参数与B1相似，B1规定为运放的增益等于1的那个频率点，而GBW规定为运放在一个频率点上的增益带宽积，但这个频率点可以不同于B1。

10.摆速/压摆率SR

由输入端的阶跃变化所引起的输出电压的变化速率，单位是V/S。

运放的SR参数等于它可以传递的信号摆速的最大值。

它反映的是一个运算放大器在速度方面的指标，表示运放对信号变化速度的适应能力，是衡量运放在大幅度信号作用时工作速度的参数。

当输入信号变化斜率的绝对值小于SR时，输出电压才按线性规律变化。

信号幅值越大、频率越高，要求运放的SR也越大。

一般来说，压摆率高的运放，其工作电流也越大，亦即耗电也大的意思。

但压摆率却是高速运放的重要指标。

当运放在传递信号时，如果要求不会因为SR太慢而使信号失真，那么，放大器的摆速必须至少等于信号的最大摆速。

可以提供最快SR的运放是电流反馈运放。

设计准则是：

SR≥2πVoutp-p×

Vcut-off。

Voutp-p是在Vcut-off频率以下的电压峰-峰的期望摆幅值。

处理交流信号的话，增益带宽积（GBP）和转换速率（SR）是主要考虑的指标。

处理直流或低频信号的话，就要主要考虑失调电压和失调电流。

11.输入失调电压Vos

使输出电压为零时，需要加在两个输入端之间的DC电压。

双极输入级要比CMOS或JFET输入级有较低的失调电压。

Vos是一个折算到输入端的参数，这个电压将被电路的正的闭环增益所放大。

如果电路需要DC精度，那么Vos是必须要关注的。

12.输入失调电压长期漂移参数

输入失调电压的改变量与时间改变量之比，通常指一个月内的平均值，单位是V/month。

13.输出电压摆幅Vo

当运放用双极性电源工作时，可以达到的、不削峰的最大峰到峰输出电压，单位为伏特，一般定义在特定的负载条件下。

一般运放输出为射级跟随器结构，无法把输出电压驱动到等于电源的任何一个轨电压，轨对轨输出的运放使用了共射级（双极）或共源级（CMOS）输出级，使得输出电压的摆幅仅受到输出管的饱和压降或接通电阻以及负载电流的限制。

对于单电源运放，使用VOH和VOL来定义最大和最小输出电压。

运放的输出电压是有限制的，普通运放的输出电压范围一般是（Vss+1.5～Vcc-1.5）V，比如电源电压是±

15V，运放能输出的最低电压为-13.5V，最高电压为13.5V，超过这个电压范围即被限幅。

这个特性导致电源电压不能被充分利用，特别是电池工作的设备，工作电压很低，这个问题特别突出，于是出现了railtorail（轨至轨）型运放。

那么是不是使用了railtorail运放，就不用考虑电源轨的限制了呢？

对于普通运放，比如15V供电时，说输出电压摆幅可以达到13.5V，其实输出电压接近13.5V时，运放的特性就开始变差，主要表现在放大倍数急剧下降，信号就开始失真，增益越大，失真越严重。

RailtoRail运放的广告宣传中会说能达到正负电源的输出范围，实际上，当信号与电源轨的距离小于300mV时，放大器就会开始产生失真。

那什么时候，可以相信datasheet上标称的电压摆幅呢？

把运放当作比较器用的时候！

railtorail运放在作为比较器使用时，其输出电压可以非常接近电源轨，一般只有20mV左右的距离。

建议：

普通运放电源的正负极电压应该分别比要求的输出电压高2V以上，RailtoRail型运放应该高300mV以上。

14.输入共模范围VICMR

谈及运算放大器输入时，输入共模电压（VICM）是工程师首先会想到的一个术语，但其可能会带来一定的初始混淆。

VICM描述了一个特殊的电压电平，其被定义为反相和非反相输入引脚（图1）的平均电压。

图1运算放大器的输入共模电压

它常常被表示为：

VICM=[VIN（+）+VIN（–）]/2.

思考VICM的另一种方法是，它是非反相和反相输入即VIN（+）和VIN（–）常见的电压电平。

事实证明，在大多数应用中，VIN（+）都非常接近于VIN（–），因为闭环负反馈使一个输入引脚紧跟另一个，这样VIN（+）和VIN（–）之间的差便接近于零。

对许多常见电路而言确是这样一种情况，其包括电压跟随器、反相和非反相配置。

在这些情况下，我们常常假设VIN（+）=VIN（–）=VICM，因为这些电压大约相等。

用于描述运算放大器输入的另一个术语是“输入共模范围”（VICMR），或者更准确的说是“输入共模电压范围”。

它是许多产品说明书中经常用到的一个参数，同时也是广大电路设计人员最为关心的一个参数。

VICMR定义了运算放大器器件正确运行所需的共模输入电压“范围”，并描述了输入与每个电源轨的接近程度。

思考VICMR的另一种方法是：

它描述了由VICMR_MIN和VICMR_MAX定义的一个范围。

如图2所示，对VICMR的描述如下：

VICMR=VICMR_MAX–VICMR_MIN

其中:

VICMR_MIN=相对于VCC–电源轨限制

VICMR_MAX=相对于VCC+电源轨限制

图2运算放大器的输入共模电压范围

超出VICMR时，便无法保证运算放大器的正常线性运行。

因此，保证完全了解输入信号的整个范围并确保不超出VICMR至关重要。

产生混淆的另一个方面可能会是：

VICM和VICMR并非标准化缩略语，而各个IC供应商的各种产品说明书通常使用不同的术语，例如：

VCM,VIC,VCMR等。

结果，我们必需要了解您研究的规范超过了某个特殊输入电压—一个“输入电压范围”。

VICMR因运算放大器而各异

运算放大器的输入级由设计规范和所用运算放大器工艺技术类型规定。

例如，CMOS运算放大器的输入级便与双极型运算放大器不同，其区别于JFET运算放大器等。

运算放大器输入级和工艺技术的具体情况不在本文讨论范围内，但注意到这些差异存在于各种运算放大器器件之间也很重要。

表1列举了几个德州仪器（TI）运算放大器的例子及其VICMR。

“最大电源范围”栏描述了分裂式电源和单电源（括号内）限制。

由该表，我们清楚地知道各运算放大器的输入范围VICMR明显不同。

根据器件的具体类型，VICMR可能会低于或者超出电源轨。

因此，绝不要假设运算放大器可以接收特殊输入信号范围，除非在产品说明书规范中得到核实。

表1几种不同运算放大器的VICMR举例

值得一提的一种宽输入范围特例是“轨到轨输入运算放大器”。

尽管，顾名思义，它是一种输入涵盖整个电源轨范围的运算放大器，但并非所有轨到轨输入器件都如许多人设想的那样涵盖整个电源范围。

许多轨到轨输入运算放大器的确涵盖了整个电源范围（例如：

表1中的OPA333等），但有一些则没有全覆盖，而其描述对人具有一定的误导性。

另外，检查产品说明书中的规定输入范围至关重要。

克服VICMR问题

在设计过程的后期，如果您发现您无法满足运算放大器的VICMR要求怎么办呢？

可能其他一些参数会是您应用的理想选择，而要修改器件是一件十分困难的事情。

一个或多个下列选项或许可以作为一种备选解决方案：

（a）如果输入幅值过大，请使用一个电阻分压器来让信号维持在正确的VICMR范围内。

（b）如果输入信号偏移存在问题，请尝试使用一个输入偏置或者DC偏移电路，以让输入信号保持在规定的运算放大器VICMR范围内。

（c）将器件改为轨到轨输入运算放大器，以满足所有其他要求。

二．同相比例放大和反向比例放大的选择

1.理想信号源的分类

1）理想电压源信号：

输入阻抗为0，输出恒定电压，输出电流取决于外电路

2）理想电流源信号：

输入阻抗无穷大，输出恒定电流，输出电压取决于外电路

对于实际信号源，由于其存在一定的内阻，其输出的电压和电流与电源内部与外部电路都有关系，但对于某种特定的信号来说，可以通过特性判断出其趋向与电压源或者电流源，才能选用相适应的放大电路

2.放大电路的输入输出阻抗

1）理想同向放大器

输入阻抗：

Ri=∞

输出阻抗：

Ro=0

2）理想反向放大器

Ri=R1

3.放大电路形式的选用与信号源的匹配关系

1）对于反向放大器，为电压并联负反馈类型，在信号源越接近电流源时负反馈效果越明显，在信号源为理想电压源时失去作用，因此反向放大器最适合与电流源信号。

对于电压源信号，必须设法增大其内阻，使其接近电流源，R1应远大于信号源内阻，为减轻输出级负载，R2应该远大于运放输出电阻

2）对于同相放大器，为电压串联负反馈类型，在信号源越接近电压源时负反馈效果越明显，在信号源为理想电流源是失去作用，因此反向放大器最适合与电压源信号。

由于Vi本身就是电压源，R2应该越小越好，同理，为减轻输出级负载，（R1+R2）应该远大于运放输出电阻

4.放大电路外接电阻的选用

总体原则：

对于普通电阻，1K～10K是其抗干扰能力最强的范围。

对于反馈电阻，如果取值过小，运放带载能力不够（一般运放带载必须大于1K），无法提供足够大的电流，如果取值过大，将引入过多的干扰信号

1）反向放大器

对于一般电压源，内阻Rs=（10～100）Ω

对于一般运放，输入电阻RAi=（0.1～2）MΩ，输出电阻RAo=（10～100）Ω

一般选择R1=（10～20）kΩ，R2=Af×

R1，R3=R1//R2

2）同相放大器

一般选择R1=100Ω～10kΩ，R2=（1～10）kΩ，R3=R1//R2

3）电阻精度选择

对于多级放大电路，每一级电阻选用的精度为m%，对本级来说，误差为2m%，对多级累计误差来说，是相加的关系，即2m%+2n%+2p%...

三．运放的输出处理

1.限流

因为运放输出电流能力有限，对于单片机的AD口，其输入电流的能力也有限，需要在运放输出端加限流电阻。

R的取值，根据运放供电电压的最大值（也就是运放能够输出的最大电压），以及MCU端口的输入电流限制（如果不清楚，一般取10mA比较保险），两者相除进行确定。

2.滤波

时间常数=R×

C，决定了滤波参数，其值越大，则截止频率越低，响应速度越慢，低频滤波性能越好。

电容C选常用的容值0.1u，1u，4.7u，10u，47u，100u系列，容值越高，价格越贵，个头越大。

需要根据信号特点综合考虑。

四．低通滤波器

当运放工作用于直流信号放大时，在反馈通路上增加电容C对放大倍数没有影响，C的选择需要根据RC时间常数，反馈电阻的阻值综合考虑。

五．电源和地的滤波

在对电源或者地增加RC滤波时，电容采取“一大一小”搭配，对高低频滤波性能最好。

RC的选取同样根据时间常数来确定，但要注意，电源通过R流过电流产生压降，输入到运放的电压并不完全等于电源电压，这将影响到运放的输出。

需要根据手册中提供的运放工作电流I，电压V以及R的值，来计算实际运放工作电压V’，如图所示

六．单电源运放和双电源运放选用

1）对于单电源运放，一般既可单电源工作也可双电源工作，对于双电源运放（如OP07），原理上可以单电源供电，但原则上最好不用单电源，因为不是轨对轨（对于电源轨1.5V多的摆幅），使得线性区间变的很小

2）选择运放工作电压的时候，要考虑最大的输出，如果对于非rail-to-rail运放，其最大输出电压要低于电源电压2V，如果余量不够，将产生切顶失真

3）当信号源以对地为参考时，单电源放大电路会承受很大的输入共模电压，电路中的输入电压不是以电源中点Vcc/2为参考，这与双电源运放不同（GND相当于Vcc和-Vcc的中点），而是以低电源轨为参考。

当输入信号为正时，电路是没法工作的，因为运放输出没法为负电压。

这个电路只能在很小的负电压输入限度内工作，因为当输入与其中一个电源轨相近时，大多数运放都不能很好的工作。

因此，对于单电源运放，这种直接的反向比例放大电路往往是不可行的。

单电源运放的输入往往可以在一个很小的负电压范围内正常工作，比如MCP6002，其手册上的共模输入范围为：

则如果对于一个简单的反向比例放大电路，其信号输入端电压可以在-0.3V～0V之间正常工作，输出反向即正电压。

5）

运放的输入引脚电压不能为负，但单电源运放可以处理负电压输入：

如图所示，

，Vin=-0.1V～-1V，但由于Vcc的偏压，使得运放正向输入端引脚的电压大概为10×

2/302=65mV，反向输入端的电压等同于正向输入端，不会产生负压。

但是当Vcc关断而输入电路存在一个负电压的时候，大部分的负压将加到反向输入端上，最保险的办法是增加一个二极管加以钳位保护，此二极管要选择肖特基型，钳位电压200mV。

6）单电源运放输入举例：

首先选择我们选择一个TLC2272运算放大器，并通过VCC=10V为其供电。

并且所得接近VCC输入限制估计为约9.2V。

为了测试该电路，我们将VCC/2=5VDC偏移的300Hz正弦波应用于输入端。

在VOUT出现变化以前，一直对AC幅值进行调节。

当应用10Vp-p输入时：

（请作答）

第二个例子中，我们在图3电压跟随器电路中使用一个TL971轨到轨输出运算放大器，但其结果不同。

这里，我们通过一个5V单电源为运算放大器供电，这样便得到VCC=5V。

由产品说明书规范可知，保证VICMR范围为1.15V到3.85V，即中间VCC/2大概为2.7Vp-p。

将一个1-kHz正弦波应用于2.5V的DC偏移。

随着VIN增加至约3.5Vp-p（中间为2.5V），VOUT继续跟随VIN，并表现出正确的运算放大器行为。

注意，该线性行为好于我们根据产品说明书限制做出的VICMR预计，但其仍然超出了保证限制。

VIN稍稍增加至3.52Vp-p，VOUT便开始在正（5V）和负（0V）轨附近呈现非线性行为（图5）。

VIN进一步增加至4.2Vp-p，明显超出VICMR。

由于输入峰值在正轨附近超出限制，因此其上跳至正轨（5V），并在VIN返回到某个可接受范围以前一直保持在该状态，最终VOUT信号出轨。

七．基于联立方程组的模拟放大电路设计

见《运算放大器权威指南》第四章、第五章。

作为专题讨论。

八．运放的放大倍数设计

1）对于单级运放来说，放大倍数最好控制在10～100倍，放大倍数太大，带宽会变窄，Rf需要设计的很大，由失调电流引起的失调电压（乘积项）会显著增大，容易产生零位失稳和自激振荡

2）总的放大倍数，要按照最大信号的电压值对应AD的满幅输入进行计算

3）对于多级运放来说，假设每级噪声为Vn1,Vn2,Vn3，增益为A1,A2,A3。

那么输出噪声为A1A2A3Vn1+A2A3Vn2+A3Vn3。

而信号增益为A1A2A3。

对于噪声来说，A3越大，输出噪声越大。

因此，在设计时，设计前级运放的放大倍数要比后级大一些，以提高信噪比，且越是前级，越要选用高增益低噪音运放。

越到后级，前级运放的偏置和信号噪音已经被前级放大，对后级运放的参数可根据前级的放大比例进行适当放宽。

4）对于带宽来说，级数越多，带宽越降窄，如果是三级运放，每一级的带宽为B，则最终的带宽约为0.51B

九．电压跟随器的反馈电阻

电压跟随器的工作原理就是把输出电压全部反馈到输入负端,从输入正端输入信号,形成增益为1的正向运算放大电路。

反馈端串联电阻是为了抵消信号源的内阻，使负输入端偏置电流（Biascurrent）在反馈电阻上产生的偏移电压，抵消掉正输入端偏置电流在信号源内阻上产生的偏移电压，从而使运放的工作更对称。

电阻上并连的电容是用于改善频率特性或使电路工作稳定的。

信号源内阻较大时，添加阻值与信号源内阻相同的反馈电阻，可以减少输出失调电压，提高跟随精度。

一十．运放Vos和Ib的计算和选择

这两个参数对于直流信号放大电路来说至关重要，如果没有进行计算或者选择合理的运放参数，将导致设计失效。

对于Vos和Ib，对于所在一级的运放来说，要根据最小输入信号的电流和电压进行估算，设当前级最小信号的电流为I，电压为V，则必须保证I＜Ib，V＜Vos，一般来说，至少应该在小于1/2数量级，最好能够小一个数量级（0.1倍），否则最小信号将淹没在运放的失调和偏置中，无法得到测量。

每放大一级，信号乘以相应的放大倍数输出到下一级，对下一级运放来说，Vos和Ib可以得到放大，因此越到放大后级，指标的选取可以根据计算来适当放松。