DIY自己设计的两路DC变换Word文件下载.docx

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3.2.1共模抑制比KCMR为有限值的情况13

四错误分析15

4.1错误的特征与解决方案15

五测试结果与分析16

两路均流输出DC/DC电源

摘要

本项目是通过输入5V直流电压，产生两路8V稳定输出的并联工作的直流电源系统，所以需要升压即boost电路。

系统包括两路DC/DC变换模块、均流模块、输出模块、电压电流采集模块。

DC/DC变换器采用两片MC34063芯片构成两路DC/DC变换模块，输出8V稳定直流电压，精度控制在8.00+0.01V之内。

均流模块通过电位器，使两路电流比在1:

1到1:

2之内可调。

通过单片机控制，采集两路的电压电流能够在彩屏上显示，显示精度为八位AD，本系统还具有过流保护功能，能安全稳定持久的工作。

关键词DC/DC变换器MC34063PWM控制单片机

一方案论证

本系统主要由DC/DC模块、均流模块和过流与单片机采集电压电流模块组成，下面分别对并联均流控制方法、DC/DC主回路拓扑、单片机程序的调试、控制方法论证分析。

图1-1系统原理框图

1.1DC-DC变换输出电压的论证与选择

1.1.1DC-DC变换

线性稳压电源效率低，所以通常不适合于大电流或输入、输出电压相差大的情况。

开关电源的效率相对较高，而且效率不随输入电压的升高而降低，电源通常不需要大散热器，体积较小，因此在很多应用场合成为必然之选。

DC-DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，功能是将直流电变为另一固定电压或可调的直流电，也称为直流斩波。

斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制周期不变，改变导通占空比的方式来调节；

二是频率调节方式，导通时间不变，改变周期。

具体的电路拓扑结构为：

Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压Uo大于输入电压Ui,极性相同。

电路图如图1-2所示：

图1-2Boost电路

Boost电路又称升压开关电路，其开关管VT是并联在输入端和输出端之间，VT受占空比为D的脉冲调制，交替导通和截止，所以流经二极管VD的电流时脉动电流。

电容器C是滤波作用，使负载具有连续平滑的电流。

Buck—Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,极性相反，电感传输。

Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,极性相反，电容传输。

通过题目要求与性能的比较，本系统采用Boost升压电路。

1.1.2调制方式

在DC-DC控制电路中，常用的调制方式有两种方案：

方案一：

脉宽调制（PWM）

原理：

采用某一固定频率进行开关切换，并通过调节脉冲宽度来实现对输出电压的控制。

方案二：

变频调制（PFM）

保持开关导通时间不变，改变开关周期。

方案一的优点是频率固定，容易控制；

缺点是效率比PFM低。

方案二固定占空比，改变频率不易控制。

通过各种性能的比较，本系统采用Boost升压电路的方案一。

1.2均流模块的论证与选择

在电压大小受限的情况下，想大幅度的提升电源的工作功率，均流就是很好的解决方案。

在开关电源设计中，一般常用的均流方法有四种方案：

Droop法

Droop法也就是“下垂法”，是调节功率变换模块的外特曲线的倾斜度实现并联均流的。

功率变换模块的外性曲线即是它的阻抗Z，当负载电流变化时，模块的输出电压相应的变化。

优点是这种方法简单，在重载时均流特性好一点。

缺点是电流调节大的模块，它的电压调整效率随之变差。

在电源运行一段时间后，元器件的性能发生变化，此时应重新调整。

主从模块法

在许多开关电源模块中有双控制环路，内环为电流环，外环为电压环，这类开关电源系统适合用主从模块法来实现均流。

主从模块法是在并联运行的几个模块中，设定一个“主模块”，其余的为“从模块”，从模块跟随主模块分配电流，实现均流。

缺点是一旦主模块出现故障，整个系统电源都无法正常工作，且它的电压频带较宽，抗干扰能力差，主从模块之间必须有通信联系，整个电源系统复杂化。

方案三：

自主均流法

在n个并联的模块中，以输出电流最大的模块自动设为主模块，而其余的模块为从模块。

从模块以均流母线上的电流信号作为本模块的电流基准，跟踪基准信号，同时调整变换器的输出电压，达到均流的目的。

优点是均流精度高，动态响应好。

缺点是因为均流主模块是不确定的，电路中的来回变换会引起自激振荡。

　图1-3均流原理框图

方案四：

一种简单的均流方法

均流的实质是通过改变输出电压的变化来实现均流，因此，我们可以在采样电压处串联上一个电位器，通过调动电位器改变采样电压从而影响脉宽调制，达到均流的目的。

优点是电路简单，易操作。

缺点是均流的精度不是非常高。

通过比较，方案四简单，容易实现，而且采用的芯片和器件较少，经济实用，故我们采用方案四。

1.3单片机采集模块

本模块通过单片机控制，采集两路的电压电流能够在彩屏上显示，显示精度由八位AD转换器提供。

电压采集：

通过在每个模块的输出端采集电压，经过单片机控制、AD转换后，在彩屏上显示，精度系数由八位AD转换器提供。

电流采集：

利用精密的采样小电阻，把电流转换成电压输入到单片机中，原理图如图1-4所示：

图1-4电流采样电路

二设计与计算

2.1DC-DC原理框图设计

电路转换的原理图如图2-1所示：

图2-1系统原理框图

本系统分为PWM模块，滤波电路，采样电路和开关电源频率控制电路组成。

输入电压为5V，经过主电路上电感L1，电容C2的储能，在PWM开关闭合后两者放电，达到8V的直流电压。

其中，R1精密小电阻是为芯片MC34063提供过流保护的采样电流，R4、R5、R3组成采样电压的电路，C3电容是滤波电路，降低纹波系数，1号引脚连接的电容Ct决定电路的频率大小。

2.1.1PWM控制方法

DC-DC转换电路中的PWM控制芯片为MC34063，其内部电路原理图如图2-2所示：

图2-2PWM芯片MC34063原理图

DC-DC的变换是由PWM芯片MC34063组成，MC34063是一单片双极型线性集成电路，专用于直流-直流变换器控制部分。

片内包含有温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器、驱动器和大电流输出开关，能输出1.5A的开关电流。

它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、降压式变换器和电源反向器。

MC34063电路原理：

振荡器通过恒流源对外接在CT管脚（3脚）上的定时电容不断地充电和放电以产生振荡波形。

充电和放电电流都是恒定的，振荡频率仅取决于外接定时电容的容量。

与门的C输入端在振荡器对外充电时为高电平，D输入端在比较器的输入电平低于阈值电平时为高电平。

当C和D输入端都变成高电平时触发器被置为高电平，输出开关管导通;

反之当振荡器在放电期间，C输入端为低电平，触发器被复位，使得输出开关管处于关闭状态。

2.2参数的计算

对芯片MC34063进行各项的参数计算：

图2-3系统原理框图

芯片MC34063的输出电压为由R2和R1的阻值决定:

Vout＝1.25V（１＋R2／R1）（2.2.1）

由于R1=R4//R5=5K；

R3=27K

故Vout=1.25*（1+5.4）=8V；

（2.2.1）

定时电容决定内部工作频率为：

Ct=0.000004*Ton（2.2.3）

内部工作频率Fon=1/Ton（工作频率）：

Ct=200pF（2.2.4）

所以Fon=20KHZ（2.2.5）

即Ipk=2*Iomax*T/Toff（2.2.6）

限流电阻Rsc：

Rsc＝0.33／Ipk（决定输出电流）（2.2.7）

电感Lmin＝（Vimin－Vces）*Ton/Ipk（2.2.8）

实现大的占空比，电感选用200mH

滤波电容C2、C3，决定输出电压纹波系数：

C2＝Io*Ton/Vp-p（纹波系数）（2.2.9）

即C2=100uF就可以满足要求且纹波系数Vp-p<

10mV

固定值参数：

Vces=1.0V　　Ton/Toff=（Vo+Vf－Vimin）/（Vimin－Vces）　　

Vimin:

输入电压不稳定时的最小值　　

Vf=1.0V快速开关二极管正向压降

2.3过流保护的分析

电流限制（参照图2-2）通过检测连接在VCC（即6脚）和7脚之间采样电阻（Rsc）上的压降来完成，当检测到电阻上的电压降接近超过300mV时，电流限制电路开始工作，这时通过CT管脚（3脚）对定时电容进行快速充电以减少充电时间和输出开关管的导通时间，结果是使得输出开关管的关闭时间延长。

三数据处理

3.1Boost电路的相关数据分析处理

下图为Boost型变换器的拓扑结构，其中L为升压电感，D为二极管，C为滤波电容，SW是由控制电路决定的周期性导通的开关。

图3-1Boost变换器拓扑结构

当开关导通时，能量被储存在电感中而没有传到输出端，可根据电感方程

可以得出：

（3.1.1）

假如设输入电压Vin不变，则：

（3.1.2）

其中

为开关导通前流过电感的电流。

由此可看出，当开关导通时，电感电流线性上升，当

时，电感电流达到最大值，其值为：

（3.1.3）

当开关断开时，电感电压反向，反向的电感电压与电源电压叠加之后，组合成了新的输入电压，输入电压通过二极管和负载电容，为负载提供能量。

则有：

（3.1.4）

在t1时，电感的电流为：

（3.1.5）

当

时刻，电感的电流最小，且其值为：

（3.1.6）将

公式带入公式3-3，整理后可以得到：

（3.1.7）

处理方案：

DC/DC转换器34063开关管允许的峰值电流为1.5A，超过这个值可能会造成34063永久损坏。

由于通过开关管的电流为梯形波，所以输出的平均电流和峰值电流间存在一个差值。

如果使用较大的电感，这个差值就会比较小，这样输出的平均电流就可以做得比较大。

3.2集成运放的误差分析与处理

3.2.1共模抑制比KCMR为有限值的情况

图为Boost型变换器的拓扑结构，其中L为升压电感，D为二极管，C为滤波电容，SW是由控制电路决定的周期性导通的开关。

图3-2Boost变换器拓扑结构

（3-2-1）

（3-2-2）

（3-2-3）

（3-2-4）

（3-2-5）

（3-2-6）

将

公式带入公式2-7，整理后可以得到：

（3-2-7）

方案：

AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。

四错误分析

4.1错误的特征与解决方案

在搭建完电路板后进行调试，在其中，错误类型很多，有的一眼就能发现，有的会让你花上两天的时间，所以说调试是整个设计过程的灵魂，所以列举几个具有典型的错误加以分析。

1.占空比调不上去：

错误描述：

在搭建DC-DC转换电路时，空载输出8V，但是在加上负载（40Ω）后，输出电压无法达到8V，测量采样电压值小于1.25V。

错误分析与解决：

采样电压升不上去，这说明我们使用的PWM控制芯片的占空比已经达到饱和，根据MC34063的数据手册可知，调节定时电容Ct和电感L1可以改变芯片的占空比，所以我们换上较大的电感后，电路在加负载时也正常输出8V电压。

2.二极管烧坏：

在测试电压输出时，第一路控制芯片突然发热，输出电压为电源输入值。

我们首先怀疑是芯片烧坏了，但取下的第一路芯片在第二路电路中能正常工作，在分析主电路图2-1时发现，导致芯片发热的原因可能二极管反向导通使芯片电流过大，最后我们测试二极管果然烧坏，所以更换二极管成IN5819。

五测试结果与分析

经过不断的调试，我们得出了以下的结论：

1、系统两路输出都能达到稳定的8V，且精度能控制在8.00+0.01V之内。

2、当输出电流100mA时，输入电压Ui变化范围为5V±

1V，题目要求输出电压的Uo的变化小于±

0.01V，但我们的系统输出电压没有变化。

3、控制器输出电源PWM的频率设置为20KHZ。

4、当两路并联输出向一个负载供电时，两路均流比在1:

2之内可调，能在单片机屏幕上显示，且示数几乎维持稳定不变。

5、在输入电压为5V时，输出电流从0变化到100mA，输出电压变化小于±

0.01V，几乎不变。

6、输入电压为5V，输出电压为8V，输出电流为100mA时，交流纹波电压小于8mV

综上所述，本系统较好的完成了题目的要求。