新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析Word格式.docx
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也就是说，由于电容Cd的值很小，它只允许续流电流通过，不再具有直流滤波功能，因此对整流波形不产生影响。
这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状态，而不是工作在逆变状态。
图1
EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路框图
图2
EPWM桥式斩波器主电路
斩波式交流稳压电源的控制电路，是由市电输入电压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关V1～V4工作状态的切换和触发电路组成。
在市电电压整流检测电路中，加入对滤波电感LF上的电压检测，是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。
EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。
当市电电压波动时，通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电路，得到电压信号US.L，将US,L与基准参考电压Ur进行比较，得到误差电压ΔU。
当US,L>
Ur时（市电电压上波动）得动＋ΔU，＋ΔU使EPWM调制器中的比较器U2不能工作，只能使比较器U1工作，＋ΔU通过与三角波uc在U1中进行比较，在＋ΔU大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压－uco，使负载电压UL=US－Uco=Ur；
当US,L<
Ur时（市电电压下波动）得到－ΔU，－ΔU使EPWM调制器中的比较器U1不能工作，只能使比较器U2工作，－ΔU通过反相器与三角波uc在U2中进行比较，在ΔU大于三角波部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生正补偿电压＋uco，使负载电压UL=US＋Uco=Ur。
对市电电压的正、负补偿，是通过状态切换触发电路，切换桥式斩波器中开关管V1～V4的工作顺序来实现的。
如果对应于市电的正半周让V1及V4导通，对应于市电的负半周让V2及V3导通，是对市电电压进行正补偿，如图2中的虚线路径所示。
对应于市电正半周让V2及V3导通，对应于市电负半周V1及V4导通，就是对市电电压进行负补偿，如图2中点划线路径所示。
采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点：
一是EPWM；
二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的变化，即使Cd小到不再具有直流滤波功能。
2
EPWM调制及正弦斩波电压的生成
图1所示交流稳压电路的EPWM，与正弦斩波电压的生成如图3所示。
其中图3（a）为整流器VD1～VD4的交流输入电压波形，图3（b）为直流电容Cd上的电压波形，图3（c）为EPWM，图3（d）为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1～V4的触发脉冲波形，图3（e）即为EPWM正弦斩波电压波形，图3（f）为Tr初级补偿电压波形。
EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出来的。
其原理是采用用直流形式表示的误差电压ΔU与三角波电压uc进行比较如图3（c）所示，在直流误差电压ΔU大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图3（d）所示。
用图3（d）的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管V1～V4，就可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波形，如图3（e）所示。
经过滤波器LFCF滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压uab1，如图3（f）所示。
uab1在Tr次级产生补偿电压uco。
当对市电电压进行正补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相同；
当对市电电压进行负补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相反。
图3是针对正补偿情况画出来的，对负补偿也可以画出相应的波形图。
对于图3（e）所示的EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇对称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波，使载波比N=fc/f=4k，即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。
调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm，Δt为脉冲宽度，TΔ=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值，如图3（e）所示。
可知，M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D，即M=Δt/TΔ=D。
（a）
整流输入电压
（b）
电容Cd上电压
（c）
EPWM
（d）
斩波开关驱动脉冲
（e）
EPWM正弦斩波波形
（f）
补偿电压
图3
EPWM斩波器式交流稳压电源的工作波形图
载波三角波的方程式为
uc=
i=1,2,3,…
（1）
当调制电平为ΔU时，可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti＋1的方程式。
由
=ΔU，得到
ti=
ΔU
（2）
ti＋1=
ΔU（3）
则脉冲宽度为
Δt=ti＋1－ti=
ΔU（4）
式中：
TΔ=2π/N。
各触发脉冲的起始角和终止角的数值为
α1=
（1－D）；
α2=
（1＋D）；
α3=
（3－D）；
α4=
（3＋D）；
……
由图3（e）可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因此，在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的奇次谐波，即
f（ωt）=
bnsinnωt
n为奇数（5
bn=
f（ωt）sinnωtd（ωt）
对于基波，n=1。
由于被EPWM斩波的波形是正弦波，即f（ωt）=Umsinωt，所以
b1=
=
=DUm（6）
对于谐波，则
bn=
当n=kN±
1，k=1，2，3，……时，对上式求解得
bkN±
1=
=－
sinkDπ（7）
当n≠kN±
1时，bn≠kN±
1=0。
所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为
uab=DUmsinωt－
sinkDπsin（kN±
1）ωt（8）
考虑到Tr的变比ξ:
1，补偿电压uco表示式为
uco=D
sinωt－
1）ωt（9）
用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为
sinωt=D
（10）
由式（8）中的谐波幅值
sinkDπ可以算出，当载波三角波频率fc=10kHz，N=200，D=0.1～0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。
基波和各次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图4所示。
可知EPWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器LFCF的参数值也越小。
所以，根据表1及图4可以计算LF及CF的值。
表1
基波与各次谐波的幅值（fc=10kHz，N=200）
谐波
分量
占空比D
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
b1/Um
b199/Um
－0.0984
－0.1871
－0.2575
－0.3027
－0.3183
b201/Um
b399/Um
－0.0935
－0.1514
0
0.0935
0.1514
b401/Um
b599/Um
－0.0858
－0.1009
－0.0328
0.0624
0.1061
b601/Um
b799/Um
－0.0757
－0.0468
0.0468
0.0757
b801/Um
图4
谐波分量与占空比D的关系曲线
3
对市电电压波动的补偿与Tr容量
当市电电压us波动时，将会引起负载电压uL的波动。
为了保持uL稳定不变，必须用补偿电压uco对市电电压的波动进行补偿。
当Us>
Ur时须进行负补偿，使Us－Uco=UL=Ur；
当Us<
Ur时须进行正补偿，使Us＋Uco=UL=Ur，所以
UL=Us±
Uco=Ur（11）
正补偿时取正号，负补偿时取负号。
假定补偿变压器Tr的变比为ξ：
1，桥式斩波器的输出电压基波为uab1=DUmsinωt
则
Uco=
（12）
将式（12）代入式（11）得
UL=US±
Uab1（13）
桥式斩波器的基波输出电压
Uab1=DUL（14）
将式（14）代入式（13）得
UL（15）
或UL（-+）
UL=US，UL（1-+
）=US
UL=
（16）
正补偿时取正号，负补偿时取负号。
当占空比D=1时，最大正、负补偿电压由式（12）得
Uco,max=
（因为此时Uab1=DUL=UL）。
当市电电压的波动范围为±
15％时，最大补偿电压
Uco,max=0.15UL=
（17）
由于补偿变压器Tr初次级匝比为
ξ=
=6.667（18）
而补偿变压器次级电流，即市电输入电流
IS=
（19）
P为市电输入功率。
补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流
Ich=
（20）
即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/ξ。
因而补偿功率
Pco=Uab1Ich=DUL
（21）
当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；
当Us,min=（1－0.15）UL=0.85UL时，D=1，则补偿功率
Pco,max=
=0.176P（22）
可以根据Pco,max来选择补偿变压器Tr的容量。
4
单相EPWM斩波器式交流稳压电源
单相EPWM斩波器式交流稳压电源的原理电路如图5所示，此电路只是为了说明原理而采用的。
它由5个部分组成，即主电路，市电电压检测电路，正、负补偿控制电路，三角波发生器电路和正、负补偿切换触发电路。
主电路的组成与工作原理前面已经作过了介绍，下面仅对其余4个部分作一简单说明。
4.1
市电电压检测电路
市电电压的检测电路，由两个相同的变压器Tr2、Tr3及二极管VD9～VD12，Cd2组成。
市电电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。
如果采样点取自输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变压器Tr1次级漏抗及滤波电感LF电抗引起的电压降，补偿精度差；
如果采样点取自输出端，检测输出负载电压，这样可以对Tr1次级漏抗及LF电抗引起的电压降进行补偿，但补偿后由于UL=Ur就不能继续保持Tr1次级补偿电压uco的存在，出现补偿不稳定现象；
如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源那样，采样点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它们相加并除以2，即
，当IS≠0时，如果令Tr1次级漏抗XT与LF电抗XL之和XT＋XL=X，则US－XIS=UL，所以
=US－
。
由此可知这种检测法虽然可以对因X而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳定现象，但只能补偿一半的XIS，还有一半XIS不能进行补偿。
比较好的检测法是采样点取自输入端，检测市电输入电压US及检测X上的电压降XIS，用US－XIS作为检测到的电压。
这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。
图5所示的单相稳压电路，就是采用了这种电压检测电路。
串联补偿变压器的次级漏电抗XT，一般为Tr1容量的（3～5）％。
而Tr1的容量与市电电压的波动范围有关，当市电电压波动范围为±
15％时，Tr1的容量仅为稳压电源标称容量的17.6％。
所以，补偿变压器Tr1折算到负载额定电压Ur的次级漏抗压降标么值为
XTIS=（0.03～0.05）×
0.176=0.00528～0.0088
XTIS的值很小，可以认为XTIS≈0，此时只需对LF电抗XL引起的电压降进行补偿就可以了。
在图5中，变压器Tr2检测的是市电输入电压US，变压器Tr3检测的是LF上的电压降，用Tr2及Tr3的次级电压相减后再进行整流，就可以得到反映US－XLIS数值的直流电压USL。
4.2
对市电电压波动进行正负补偿的控制电路
对市电电压波动进行正、负补偿的控制电路，由图5中比较器U1、U2，比例放大器PI1、PI2，及EPWM比较器U3、U4，和基准电压给定电路R3～R5组成。
它分成上下两个支路，上支路由U1、PI1、U3组成，用于对市电电压的负波动进行正补偿控制；
下支路由U2、PI2、U4组成，用于对市电电压的正波动进行负补偿控制。
与此相应基准电压给定电路也给出了两个基准电压给定值Ur1及Ur2。
Ur1对应于市电电压的218V；
Ur2对应于市电电压的222V。
当市电电压US<
218V时上支路工作，下支路不工作，USL与Ur1在U1中进行比较，产生出正误差电压＋ΔU，＋ΔU经过PI1放大后与三角波uc在U3中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行正补偿的控制。
当市电电压US>
222V时下支路工作，上支路不工作，USL与Ur2在U2中进行比较，产生出正误差电压＋ΔU，＋ΔU经过PI2放大后与三角波uc在U4中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行负补偿的控制。
基准电压给定电路给出两个基准电压（Ur1=218V与Ur2=222V）的目的，是为了当市电电压US在218V～222V之间时不使稳压电源工作，以避免市电电压US在（220±
2）V区间内稳压电源产生正负补偿振荡，使输出电压不稳定，这一点在图1中没有表明。
这里需要指出的一点是，图5中运放PI1和PI2的放大倍数，与补偿变压器Tr1的初次级变比ξ1：
1、检测变压器Tr2、Tr3（两个变压器完全相同）的初次级变比ξ2：
1、三角波的电压幅值Ucm及市电电压的幅值Um有关。
PI1及PI2的放大倍数
K≥ξ1×
ξ2×
当Tr1、Tr2、Tr3的变比相同时，K≥
ξ12
图5
单相EPWM斩波式稳压电源的原理电路
4.3
三角波发生器电路
三角波发生器电路由一个方波电压发生器（U7）和一个积分器（U8）组成，如图5中U7及U8所示，这种电路在UPS中是常用的。
三角波频率与方波电压发生器的频率相同，当方波电压发生器中的电阻R8=0.86R9时，三角波频率fc≈
4.4
状态切换触发电路
状态切换与触发电路如图5下部电路所示。
它是由脉冲变压器Tr4、Tr5、Tr6、Tr7及其下面的两个三极管组成的。
图中U9、U10是将市电电压变换成与其相对应的正、负半周方波电压。
U9得到与us正半周相对应的方波电压，U10得到与us负半周相对应的方波电压。
电路的切换采用的是三极管与门的工作原理，触发电路采用的是脉冲变压器输出形式，当然也可以采用光耦的输出形式。
切换电路有两组输入信号，每组两个输入信号，即正补偿与负补偿，正半周方波与负半周方波。
因此，应有4组触发电路，即由Tr4、V5、V6组成的正补偿正半周触发电路；
由Tr6、V9、V10组成的正补偿负半周触发电路；
由Tr7、V11、V12组成的负补偿正半周触发电路和由Tr5、V7、V8组成的负补偿负半触发电路。
每一种触发电路，只有当脉冲变压器下面的二个三极管同时导通时才能输出触发脉冲。
脉冲变压器下面的两个三极管，其中一个受正负补偿信号的控制，另一个受正负半周方波电压的控制。
因此，四种触发电路对应于市电电压的每半个周期中，只有一种触发电路输出触发脉冲，其它3种触发电路不工作。
由于正负方波电压的加入，4种触发电路之间每半个周期转换一次，而且转换是在市电电压过零时进行。
因此，触发电路的切换不会对输出产生冲击。
4.5
稳压补偿过程
空载时假定US<
Ur，则正补偿控制电路工作，并使V6、V10导通。
在市电电压正半周，U9使V5、V11导通。
由于V5、V6导通，Tr4输出触发脉冲，使斩波桥中V1、V4导通。
在市电电压负半周，U10使V7、V9导通，由于V9、V10导通，Tr6输出触发脉冲，使斩波桥中V2、V3导通，对市电电压进行正补偿。
补偿电压Uco的大小，与Ur1－USL=ΔU的大小成比例。
如果此时加载，IS≠0，则Tr3检测的电压降XIS使US减小，因而ΔU增大，补偿电压Uco也相继增大，以达到US＋Uco=UL=Ur的补偿目的。
当US>
Ur时，稳压补偿过程与US<
Ur时相似，不再重复。
5
三相EPWM斩波器式交流稳压电源
三相EPWM斩波器式交流稳压电源，可以用三个如图5所示的单相电路组成。
由于三相是各自独立地进行稳压补偿控制，所以，还可以对市电输入电压的不对称度进行补偿。
6
结语
按照上述原理制成了一台2.5kVA样机，当输入电压变化范围为±
15％时，输出电压的变化<
±
1％，谐波含量<
2.3％。
这种稳压电源的特点是体积小、重量轻、稳压精度高、反应速度快、是无级补偿、电路简单。
当市电电压在218～222V时，稳压电源不工作，不耗电，电源损耗小，效率高。
但只能补偿市电电压的大小变化，不能补偿谐波。
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