现代调制与解调.docx

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现代调制与解调

16QAM调制技术的深入

研究及仿真

班级：

011214班

姓名：

李晨亮

学号：

01121376

一．16QAM调制技术基本介绍

1.发展原因及现状

在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一。

近年来，随着通信业务需求的迅速增长，寻找频谱利用率高的数字调制方式已成为数字通信系统设计、研究的主要目标之一。

正交振幅调制QAM（QuadratureAmplitudeModulation）就是一种频谱利用率很高的调制方式，其在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。

在移动通信中，随着微蜂窝和微微蜂窝的出现，使得信道传输特性发生了很大变化。

过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视。

QAM数字调制器作为DVB系统的前端设备，接收来自编码器、复用器、DVB网关、视频服务器等设备的TS流，进行RS编码、卷积编码和QAM数字调制，输出的射频信号可以直接在有线电视网上传送，同时也可根据需要选择中频输出。

它以其灵活的配置和优越的性能指标，广泛的应用于数字有线电视传输领域和数字MMDS系统。

作为国际上移动通信技术专家十分重视的一种信号调制方式之一，正交振幅调制（QAM）在移动通信中频谱利用率一直是人们关注的焦点之一，随着微蜂窝（Microcell）和微微蜂窝（Picocell）系统的出现，使得信道的传输特性发生了很大变化，接收机和发射机之间通常具有很强的支达分量，以往在蜂窝系统中不能应用的但频谱利用率很高的WAM已引起人们的重视，许多学者已对16QAM及其它变型的QAM在PCN中的应用进行了广泛深入地研究。

数字调制具有3种基本方式：

数字振幅调制、数字频率调制、数字相位调制，这3种数字调制方式都存在不足之处，如：

频谱利用率低、抗多径抗衰弱能力差、功率谱衰减慢、带外辐射严重等。

为了改善这些不足，近几十年来人们不断提出一些新的数字调制解调技术，以适应各种通信系统的要求。

其主要研究内容围绕着减小信号带宽以提高信号频谱利用率；提高功率利用率以增强抗噪声性能；适应各种随参信道以增强抗多径抗衰落能力等。

例如，在恒参信道中，正交振幅调制（QAM）方式具有高的频谱利用率，因此正交振幅调制（QAM）在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到广泛应用。

所谓正交振幅调制是用两个独立的基带波形对两个互相正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制。

在这种调制中，已调载波的振幅和相位都随两个独立的基带信号变化。

采用多进制正交振幅调制，可记为MQAM（M>2）。

增大M可提高频率利用率，也即提高传输有效性。

下面介绍MQAM的基本原理。

2.16QAM的基本原理

MQAM信号表示式可写成

（2.1.1）

其中，Ai和Bi是振幅，表示为

（2.1.2）

其中，i,j=1,2,…，L，当L=1时，是4QAM信号；当L=2时，是16QAM信号；当L=4时，是64QAM信号。

选择正交的基本信号为

（2.1.3）

在信号空间中MQAM信号点

（i,j=1,2,…,L）（2.1.4）

图2.1.1是MQAM的星座图，这是一种矩形的MQAM星座图。

图2.1.1MQAM信号星座图

为了说明MQAM比MPSK具有更好的抗干扰能力，图2.1.2示出了16PSK和16QAM的星座图，这两个星座图表示的信号最大功率相等，相邻信号点的距离d1，d2分别为：

2DPSK

16QAM

结果表明，d2>d1，大约超过1.64dB。

合理地比较两星座图的最小空间距离应该是以平均功率相等为条件。

可以证明，在平均功率相等条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK约4.19dB。

星座图中，两个信号点距离越大，在噪声干扰使信号图模糊的情况下，要求分开两个可能信号点越容易办到。

因此16QAM

方式抗噪声干扰能力优于16PSK。

图2.1.216QAM和16PSK的星座图

MQAM的星座图除正方形外，还有圆形、三角形、矩形、六角形等。

星座图的形式不同，信号点在空间距离也不同，误码性能也不同。

MQAM和MPSK在相同信号点数时，功率谱相同，带宽均为基带信号带宽的2倍。

3.16QAM的调制解调原理：

MQAM的调制解调框图如图2.2.1所示。

在发送端调制器中串/并变换使得信息速率为Rb的输入二进制信号分成两个速率为Rb/2的二进制信号，2/L电平转换将每个速率为Rb/2的二进制信号变为速率为Rb/（2lbL）的电平信号，然后分别与两个正交载波相乘，再相加后即得MQAM信号。

在接收端解调器中可以采用正交的相干解调方法。

接受到的信号分两路进入两个正交的载波的相干解调器，再分别进入判决器形成L进制信号并输出二进制信号，最后经并/串变换后得到基带信号。

MQAM调制

MQAM的解调

图2.2.1MQAM调制解调框图

2.3QAM的误码率性能

矩形QAM信号星座最突出的优点就是容易产生PAM信号可直接

加到两个正交载波相位上，此外它们还便于解调。

对于M＝下的矩形信号星座图（k为偶数），QAM信号星座图与正交载波上的两个PAM信号是等价的，这两个信号中的每一个上都有个信号点。

因为相位正交分量上的信号能被相干判决极好的分离，所以易于通过PAM的误码率确定QAM的误码率。

M进制QAM系统正确判决的概率是

式中是进制PAM系统的误码率，该PAM系统具有等价QAM系统的每一个正交信号中的一半平均功率。

通过适当调整M进制PAM系统的误码率，可得

其中是每个符号的平均信噪比。

因此M进制QAM的误码率为

）

可以注意到，当k为偶数时，这个结果对M＝情形时精确的，而当k为奇数时，就找不到等价的进制PAM系统。

如果使用最佳距离量度进行判决的最佳判决器，可以求出任意k1误码率的严格上限

其中是每比特的平均信噪比。

4.16QAM的改进方案：

为了适应不同的需要，QAM有一些改进方案，如正交部分响应幅度调制（MQPR）、非线性正交振幅调制（NLA-QAM）、叠加式正交振幅调制（SQAM）等，还可以把QAM调制与信道编码技术结合起来设计，取得最优的可靠性和有效性，这种技术称为网格编码调制（TCM）。

1.MQPR调制

这是一种在多电平正交调制中，上下两支路的同相和正交基带信号都用部分响应信号（通常采用第Ⅰ类和第Ⅳ类部分响应）的调制方式。

QPR与QAM相比，在相同信息传输速率条件下，严格带宽受限的QPR优于QAM。

2.NLA-QAM调制

QAM信号在进行传输之前，还要进行功率放大，而高效的功率放大是非线性的功率放大器，故而需考虑非线性对QAM的特性没有明显的影响措施，这就是NLA-QAM调制。

NLA-QAM信号的产生方法与QAM不相同，但解调的方法与QAM完全一样。

3.SQAM调制

QAM调制信号在码元转换时刻有相位跳变的时刻，旁瓣分量比连续相位的调制信号要高。

要改善QAM的频谱特性，应改善其基带波形以平滑码元转换时的相位变化，SQAM就是从这个角度提出的。

SQAM的基本脉冲波形是由两个宽度为TB的升余弦波形与一个宽度为2TB的升余弦波形叠加而成。

采用正交调制方式时，在下支路要延时TB/2，并且上下两支路放大倍数相差60dB。

SQAM信号的功率谱与QAM相比，旁瓣分量得到有效地抑制。

3系统的组成框图，子系统组成框图及图符块参数设置

16QAM的调制解调框图如下所示：

二.仿真的系统总体电路图：

（这是我用systemview所进行的仿真，其中部分电路是参考网上的一些电路图设计出来的。

）

图5.216QAM调制解调电路框图

5.1.1信号源部分

本次仿真在信号源部分采用了伪随机序列发生器，本系统只对基带信号码元速率设定为16000kbps。

信源t0为激励信号，频率为16000HZ，t1为伪随机序列发生器。

t3为串并转换模块，将信源分成两路输出。

t16和t37为2-4电平转换模块，该部分是将之前的两路信号再进行串并转换然后进行二四电平转换。

5.1.2串并转换模块

图5.4串并转换模块

t5为时钟序列，以双极性为脉冲序列，频率为8000HZ，作为t12和t14的触发器时钟信号。

系统首先将输入的伪随机序列同时送入两个触发器的数据端端口。

T6和t7对触发器提供使能端及清零端的偏置。

由于触发器的置数端和清零端都是低电平有效，所以设置正弦信号发生器频率和相位都为0，并以余弦端输出至两个端口端，这样触发器就能正常工作。

5.1.32/4电平转换模块

对于t23、t25、t28所组成的电路就是之前进行的串并转换电路。

但要注意，此时t21的脉冲序列周期要变成原来的两倍，这是因为经过串并转换后，并行电路的码元宽度变成串行的两倍。

对于t30，其input0为t31提供，t31为正弦函数，设定频率和相位为0，幅度为-2，取cos输出接至t30input0。

另一个input1由t32提供，幅值为2。

t30的控制端为并行输出的第一路。

对t34与t30设置相似，但是其input0和1分别由提供-1和1的正弦信源提供。

5.2.1相干解调

5.2.24/2电平判决

图5.114/2电平转换模块

对于电平判决，我们可以将四电平分成两级，第一级为门限值为0V的一级。

这一级将四电平分为正值和负值，正值时两位二进制输出的第一位为1，负值时两位二进制输出第一位为0。

第二级分成两个部分，第一个部分判决门限为2V，在第一级输出为1的前提下，如果第二级大于2V时输出第二位为1，小于2V时输出第二位为0；同样在第一级输出为0的前提下，如果第二级大于-2V时输出第二位为1，小于-2V时输出第二位为0。

该部分的功能是有电路中t77、t81、t83实现的。

t84是完成对第二级输出的组合。

由于第二级输出的二进制由t81和t83产生，所以必须在第一级确定的情况下对第二级输出进行选择。

t84实现的就是这个功能。

t84的输入控制端由t77提供，也就是第一级输出的二进制控制。

在第一级输出为1时，我们控制t81的结果输出即可，所以t84的input1与t81输出端相连，input0与t83输出端相连。

从而完成了第二路（就是并行数据第二路）的数据输出。

5.2.3毛刺消除模块

5.2.4并串转换模块

本系统中的并串转换模块由两个异或门，一个与门，两个D触发器构成。

我们以下面的数字电路做说明。

systemview并串转换子系统

该电路中，第一个输入为并行数据的第一路输入，第二个为其中一个时钟信号，第三个为两个触发器的输入时钟信号，第四个为并行数据第二路信号。

D触发器的清零和置数端口不再说明。

时钟的设置是，第二个输入时钟周期（一个时钟周期包括一个上升单元和下降单元）与输入信号相同，第三个输入（D触发器的时钟）时钟周期为输入信号的一半。

当第二个输入为0时，第一路信号可以通过与门送至后面的或门，而第二路信号的输出端不能通过与门到下一级或门，所以此时D触发器的输出为第一路信号。

当第二个输入为1时，则第二个触发器的输出信号可以通过与门送至第一个触发器的输入的，经触发器CLK激发即可输出第二路信号。

从而实现并变串的转换。

将最后得到的两路信号在进行并串转换即可。

该电路图部分中t190和t207实现的就是上面的经过四二电平转换和波形整形后进行的并串转换子系统。

三．数据以及性能分析

（1）输入基带信号和解调后输出信号

（2）一路输入信号和解调后一路输出信号

（3）二路输入信号和解调后二路输出信号

（4）调制后一路二路以及总信号

（5）接收端输入信号

5眼图和星座图

（1）调制前星座图和相位路径转换图

（2）解调后相位路径转换图

（3）眼图（无噪声）

（4）眼图（低噪声）

（5）眼图（高噪声