一种用于谐振变换器的充电模式控制设备文档格式.docx
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其包括对代表了在初级绕组中传递的电流的信号（Vs）进行整流，对至少一个所述整流后的信号（Vs'
）进行积分并且根据该积分后的信号（Vint）产生所述开关电路的至少一个控制信号（HSGD，LSGD），复位该积分，以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号（Vc，V2）的瞬间和代表了初级绕组中传递的电流（Ir）的信号（Vs）的下一个过零点瞬间之间的时间期间（Tres）内防止其操作。
11、根据权利要求10的方法，其特征在于产生至少一个控制信号的所述步骤包括产生用于所述半桥的所述第一（Q1）和第二（Q2）开关的第一（HSGD）和第二（LSGD）控制信号，所述第一开关连接至输入电压（Vin），所述复位阶段在所述第一开关（Q1）关断并且代表了初级绕组（L1）中传递的电流的信号（Vs）高于0时产生，或者反之亦然，在所述第一开关（Q1）导通并且代表了初级绕组（L1）中传递的电流的信号（Vs）小于0时产生。
12、
摘要EIF101336
描述了一种用于谐振变换器的控制设备，所述变换器包括适于驱动谐振负载（Cr，20）的开关电路（Q1-Q2）。
所述谐振负载包括至少一个变压器（20），该变压器（20）具有至少一个初级绕组（L1）以及至少一个次级绕组（L2），所述变换器适于将输入信号（Vin）变换为输出信号（Vout）；
所述开关电路包括至少一个半桥，半桥包括第一（Q1）和第二（Q2）开关，所述半桥的中间点（HB）被连接至所述振负载（Cr，20）。
该控制设备包括第一装置（116）、第二装置（111）以及第三装置（FF，CO1,118，CO2），该第一装置（116）适于对代表了在初级绕组中传递的电流（Ir）的信号（Vs）进行整流，该第二装置（111）适于对所述整流后的信号（Vs'
（图3）
说明书EIF101336
本发明涉及一种用于谐振变换器的充电模式控制设备。
在现有技术中已知强迫开关变换器（开关变换器），其具有用于控制其的设备。
谐振变换器是强迫开关变换器其中的一个大范围，其特征在于谐振电路的存在扮演着决定输入-输出功率流的一个主动角色。
在这些变换器中，由直流电压供电的包括4
（2）个功率开关（典型的为功率MOSFET）的桥（半桥）产生电压方波，该电压方波施加至调制至所述方波基频的频率的谐振电路。
由此，由于其选择的特性，谐振电路主要响应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。
这导致了传递的功率可通过改变其占空比保持恒定为50%的方波的频率来调制。
而且，依赖于谐振电路配置，相关于功率流的电流和/或电压具有正弦或分段正弦的形状。
这些电压被整流以及滤波，从而向负载提供dc功率。
在离线应用中，遵照安全性规定，供电至负载的整流和滤波系统通过变压器耦合至谐振电路，该变压器提供电源与负载之间的隔离，这是由上述提及的规定所要求的。
在所有隔离网络变换器中，同样也在这种情况中，连接至输入电源的初级侧（涉及变压器的初级绕组）以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的次级侧（涉及变压器的次级绕组）之间具有区别。
目前，在很多类型的谐振变换器中，被称为LLC谐振变换器的谐振变换器被广泛应用，特别是以半桥拓扑的结构。
源自该谐振变换器的指定LLC采用两个电感（L）和一个电容（C）；
图1示出了LLC谐振变换器的一个基本结构。
谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之间的晶体管Q1和Q3的半桥。
在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至电路块2，该电路块2包括串联的电容Cr，电感Ls以及另一个与具有中间抽头次级的变压器10并联的电感Lp。
变压器的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的正极，两个二极管D1和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout；
在并联的Cout和Rout两端的电压就是谐振变换器的输出电压Vout，同时dc输出电流Iout流经Rout。
谐振变换器相比于传统的开关变换器（非谐振变换器，典型的为PWM-脉宽调制-控制）具有显著的优势：
不具有陡峭边缘的波形，由于其“软”开关而带来的功率开关的低开关损耗，高转换效率（可轻易达到95%以上），能够运行在高频，低EMI（电磁干扰）产生，以及，最终，高功率密度（即，能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率等级的能力的变换系统）。
在大多数dc-dc变换器中，闭环、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变运行条件的情况下保持恒定，运行条件，即，其输入电压Vin和/或输出电流Iout。
这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。
由输出电压传感系统（通常为电阻分压器）提供的值与参考值之间的差分或误差信号Er通过误差放大器放大。
其输出Vc调制变换器中的量x，其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量x。
由上述讨论的，在谐振电路中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。
在所有的dc-dc变换器的控制系统中，误差放大器的频率响应应当被恰当的设计以确保：
-稳定的控制环（即，在变换器的运行条件扰动的情况下，一旦由该扰动导致的瞬态结束，输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值）；
-高的稳压性（即，输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前的值）；
-好的动态性能（即，在扰动随后的瞬态期间，输出电压不会相对于期望值具有很大的偏差并且瞬态很短）。
上述提及的控制目标可被表述为控制环的传递函数的一些特征量，例如，带宽、相位裕度、dc增益。
在dc-dc变换器中，这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、调节其增益以及传统的安排其传递函数的极点和零点（频率补偿）来实现。
这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的无源网络来实现。
但是，为了确定频率补偿以获得控制环的传递函数的期望特征，必须要已知调节器增益，即控制电压Vc转换到控制量x的系统增益，以及变换器本身相对于量x的频率响应。
调节器增益通常不依赖于频率，并且在控制集成电路中固定。
虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统，但在合适的近似以及某种假定下，其频率响应可由与线性网络相同的方式来描述以及表示，由此，可由以增益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。
该传递函数关键的依赖于变换器的拓扑，即，在其运行模式下处理功率的元件的共同配置，以及依赖于有控制环控制的量x，其中该运行模式即在每个开关周期，在磁性部件中存在连续电流传递（连续电流模式，CCM）或者不存在连续电流传递（不连续电流模式，DCM）。
虽然在PWM变换器中，通常采用不同的控制方法-传统的，在谐振变换器中，被用于控制变换器的量为施加至谐振电路的方波的开关频率。
在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路，其控制直接作用于半桥的谐振频率（直接频率控制，DFC）上。
图2示出了用于该类型的谐振变换器的控制系统。
在次级侧的误差放大器4，在其输入的反相端具有输出电压Vout的一部分，以及在非反相端具有参考电压Vref，其输出通过光耦5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级-次级隔离，并且该输出作用于控制集成电路30中的压控振荡器（VCO）6或者电流控制振荡器（ICO）。
这种类型的控制带来两类问题。
第一类涉及，不同于PWM变换器，由增益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知的事实（仅具有不可靠的实际应用的一些近似形式）。
换句话说，不知功率级的传递函数。
第二类问题涉及，根据基于仿真的研究结果，所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益，极点的数量依赖于运行点从一个至三个变化并且具有非常易变的位置的事实。
最后，由于输出电容，存在一个零点。
大增益变换以及高可变性极点配置导致反馈控制环的频率补偿极为困难。
这导致，实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应，并且需要在稳定性和动态性能之间具有极大的妥协。
另外，能量传输极为依赖于输入电压（音频-敏感性），这使得控制环不得不显著改变运行频率以补偿所述变动。
由于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量，在该频率处的环增益需要足够高以有效的抵制所述交流分量并且显著的减弱在输出电压中可见的剩余纹波。
所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险，尤其是当由变换器供电的负载具有高的动态变化以及/或对于动态精确性或者响应速度或者输入纹波抵制存在严格的要求。
最后，涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元件（Cr，Ls以及Lp）的值的敏感性。
由于其制造公差这些值具有统计学分布，并且上述对保护电路的有效性产生不利影响。
事实上，通常来说，为了避免转换器运行异常，应当限制控制量x。
在谐振变换器的情况下，实施DFC的谐振控制器允许对半桥的操作频率的上限和下限进行限制。
设置这些限制应当考虑，由于上述提及的值的分布，变换器的操作频率范围应当相应的改变。
由此，频率的最小限制值应当小于作为所述范围采用的低端的最小值，以及最大限制值应当大于作为所述范围采用的上端的最大值。
这极大的减小了作为防止异常操作情况的方法的频率限制的有效性。
所述难题的解决包括，采用基于充电模式控制（CMC）的变换器控制，所述方法在W.Tang,F.C.Lee,R.B.Ridley以及I.Cohen的论文“ChargeControl:
Analysis,ModelingandDesign（充电控制：
分析，建模以及设计）”中第一次论述，其发表在电力电子专家会议（PowerElectronicsSpecialistConference），1992.PESC’92记录，IEEE年报第23期，1992年6月29日－7月3日，页码：
503-511，第1卷上。
而将之应用至谐振变换器的想法则在W.Tang,C.S.Leu以及F.C.Lee的论文“Chargecontrolforzero-voltage-switchingmulti-resonantconverter”中发表，其发表在电力电子专家会议（PowerElectronicsSpecialistConference），1993.PESC’93记录，IEEE年报第24期，1993年7月20日－24日，页码：
229-233。
在第一篇论文中，小信号分析示出了由CMC控制的变换器的动态与峰值电流模式控制系统类似，即，在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对复共轭极点。
不同于峰值电流模式，所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比（当占空比高于50％，其与已知的亚谐波不稳定性相关联），在CMC控制下，这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载。
对亚谐波不稳定性问题的分析更困难。
作为一种趋势，该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产生，由此倾向于在变换器的负载为低值时产生。
然而，在两个方法中，通过在电流斜坡中（或者在CMC的情况下在积分中）增加补偿斜坡，可解决该问题。
此外，该积分过程使得CMC方法相比于峰值电流模式更具有噪音不敏感性。
在第二篇论文中（由Tang等撰写），公开了CMC类型的控制设备。
其适于谐振正向（forward）拓扑并且由分立的形式实现：
流经初级侧功率电路的电流通过采用电流变压器直接积分，该电流变压器具有两个输出绕组和两个分立的用于对两个串联连接的积分电容充电的整流系统。
该系统并不适合被集成；
另外，由于成本原因，具有变压器的电流传感系统用于大功率变换系统而不用于低功率系统。
从现有技术的状态来看，本发明的目标是提供一种与现有技术不同的用于谐振变换器的充电模式控制设备。
根据本发明，所述目标通过用于谐振变换器的控制设备，所述变换器包括适合于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，该变压器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述开关电路包括至少一个第一和第二开关的半桥，所述半桥的中间点连接至所述谐振负载，其特征在于其包括第一装置，第二装置和第三装置，该第一装置适于对表示在初级绕组中流通的电流的信号进行整流，该第二装置适于对至少所述整流后的信号积分并且适于根据积分信号产生所述开关电路的至少一个控制信号，第三装置适于发送复位命令至所述第二装置，以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号的瞬间和代表了初级绕组中传递的电流的信号的下一个过零点瞬间之间的时间期间防止操作。
本发明的优点在于，可提供一种用于谐振变换器的控制设备，其能够通过将之等效为单一极点系统（至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内），来允许减少变换器的动态次序，从而改进其对于负载变化的瞬态响应。
而且，所述控制设备通过降低对输入电压变化的敏感性和/或降低对更加自由的设置环增益的可能性的敏感性，以减小变换器的音频敏感性，从而改进其对输入电压变化的瞬态响应以及输入电压纹波的抵制。
所述控制设备还允许对变换器的操作限制的设置无须考虑谐振电路参数的分布，从而改进控制强度。
本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的实际实施例的详细描述来清楚的呈现，其中：
图1示出了根据现有技术的LLC谐振变换器的电路原理图；
图2示出了根据现有技术的具有对输出电压进行调节的谐振变换器的块原理图；
图3示出了根据本发明的具有充电模式控制设备的谐振变换器的电路原理图；
图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路原理图；
图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时间矢量图；
图6示出了图4中积分器的一些实施例；
图7示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路原理图；
图8示出了在图7的设备中包含的信号的一些时间矢量图。
图3示出了根据本发明具有充电模式控制（CMC）控制设备100的谐振变换器的电路原理图，该控制设备100包括根据本发明的振荡器101。
该变换器包括谐振负载，其优选的包括具有初级绕组L1和次级的两个绕组L2的变压器20；
初级绕组L1通过电容Cr连接至半桥的中间点HB，该中间点HB为晶体管Q1和Q2之间的公共点，并且初级绕组L1还直接连接至传感电阻Rs，传感电阻Rs连接至地GND。
次级的两个绕组L2连接在地GND和两个分立的二极管D1和D2之间，二极管D1和D2具有连接在一点的阴极端并且该阴极端连接至并联的电阻Rout和电容Cout，并联的电阻Rout和电容Cout连接至地GND。
晶体管Q1和Q2优选的为MOS晶体管，尤其是NMOS晶体管；
晶体管Q2的漏极端与晶体管Q1的源极端连接至一点，该点为半桥的中间点HB。
电阻Rs连接在初级绕组L1的一端和地GND之间。
谐振电流iR（t）流经初级绕组L1。
图3示出了开关电路Q1-Q2中的电流传感元件，其表示为配置为与谐振电路Cr，20，串联的电阻Rs，尤其是，该电阻Rs连接至变压器20的初级L1，其中在该电阻Rs的端子上的电压与流经谐振电路的电流成正比。
这仅为非限制性的示例，该传感也可采用现有技术的其他方式（通过电容或电阻分压器，具有电流变压器，霍尔传感器等）实施，现有技术的其他方式提供表示了流经谐振电路的瞬时电流的电压信号。
谐振电流具有零平均值（由于串联的电容的存在），并且由此具有正值和复值。
由此，施加至控制设备的输入的电压信号Vs将具有正值和负值。
连接至该输入的电路应当至少能够承受相对于地的负电压（通常其绝对值低于1V），而不会导致故障。
控制设备100包括第一装置110，其适于对至少一个代表了谐振电流Ir的信号Vs进行积分，并且产生所述开关电路的至少一个控制信号HSGD，LSGD。
设备100在其输入处具有电阻Rs端子上的电压Vs，以及由块5提供的表示了输出电压Vout的反馈环的电压信号Vc或电流信号Ic；
电流信号Ic或电压信号Vc是控制信号并且代表了控制输出电压Vout的反馈环，优选的电流信号Ic或电压信号Vc是变换器的输出电流Iout和/或输入电压Vin的方程。
图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的原理图。
电压Vs（谐振电流的电压图象）由理想的全波整流器116整流，并且产生的电压Vs’输出至可复位的积分器111的输入。
通过比较器CO1，积分器111的输出电压Vint与由变换器的输出电压Vout的控制环产生的控制电压Vc相比较；
尤其是，电压Vint在比较器的非反相输入端子，而电压Vc在反相输入端子。
比较器CO1的输出输出至J-K型的触发器FF的数据输入。
输入J和K由初始电路115设置以使得在第一运行周期开始之前，触发器FF的输出为高。
接着，随着第一运行周期的开始，输入J和K都被设置为高逻辑电平，从而J-K型触发器作为T（Toggle）型触发器，由此在CO1的每个高转变时改变输出的状态。
触发器FF的输出Q连接至AND门AND1的输入，而输出
连接至AND门AND2的输入。
在门AND1和AND2的输出处的信号HSGD和LSGD是用于图3中半桥的晶体管Q1和Q2的驱动信号并且具有高逻辑值或低逻辑值。
控制设备包括装置FF，CO1，118，CO2，其适于发送复位命令Res至所述积分器，以使得在当所述积分后的信号达到或者超过第一信号Vc的瞬间和代表了初级绕组中传递的电流Ir的信号Vs的下一个过零点瞬间之间的时间期间Tres防止操作。
积分器111的复位输入Res，其在上升边沿或者正电平操作，被连接至XOR（异或）门118的输出，该XOR（异或）门118在输入接收J-K触发器FF的输出Q和CP信号，CP信号是比较器CO2的输出，比较器CO1将电压Vs与0相比较。
当CP信号和Q不一致时，信号Rs为高以使得积分器111的输出Vint等于0，CP信号和Q的不一致发生晶体管Q1和Q2的周期每次进行切换的初始，此时电流仍具有前一个开关半周期的符号值，直到极性改变为止。
由此，在谐振电流的正负半波形中，系统采用同样的操作，在电流具有与施加至谐振电路的电压相同的符号值（当晶体管Q1导通时为正，当晶体管Q2导通时为负）的瞬时，电压斜坡开始。
当触发器FF的输出Q为高时，信号HVGD为高，Q1导通并且信号LSGD为低，由此Q2关断。
积分器111在先前被复位由此电压Vint从0开始。
当谐振电流Ir为正，门118的输出变为低由此解锁积分器，由此电压斜坡Vint可开始。
当Vint≥Vc，比较器CO1的输出变为高并且改变了触发器FF的条件；
由此，其输出Q变为低，同时HSGD变为低，而输出
变为高。
低信号HSGD立即将晶体管Q1关断，但是晶体管Q2虽然在信号
为高时应该导通，但是由于死区时间产生模块112的作用仍然会在时间Td内保持关断，死区时间产生模块112包括单稳态电路MF和两个门AND1，AND2。
该模块在时间Td内保持信号LSGD为低。
在切换Q1为断开后该延迟是必须的，以使得节点HB（半桥的中间点）的电压变为0。
以这种方式，当晶体管Q2导通时，其漏源极电压基本上为0（尤其是为稍负，其由晶体管Q2的体二极管嵌位）。
在关断晶体管Q2和导通晶体管Q1的正向变换期间也是同样的。
这就是软开关机制，其消除了导通时的开关损耗。
时间Td由通过与门设置信号HSGD和LSGD在这段时间内都为低的单稳态输出的低电平持续时间而固定。
时间Td可内部固定或者通过合
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