反激某电源地控制环路设计Word格式.docx

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所有电流型控制和

非连续方式电压型控制。

（3）

三极点，双零点补偿。

适用于输出带LC谐振的拓扑，如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。

三，环路稳定的标准。

只要在增益为1时（0dB）整个环路的相移小于360度，环路就是稳定的。

但如果相移接近360度，会产生两个问题：

1）相移可能因为温度，负载及分布参数的

变化而达到360度而产生震荡；

2）接近360度，电源的阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定的时间加长，超调量增加。

如下图所示具体关系。

所以环路要留一定的相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好的，所以相位裕量的最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。

如下图所示：

这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络的只有180度。

幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的，所以设计时一般不用特别考虑。

由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起的最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，既电源有很好的负载和线路调整率。

四，如何设计控制环路？

经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。

我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。

环路设计一般由下面几过程组成：

1）画出已知部分的频响曲线。

2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB频率。

3）根据步骤2）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。

使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线。

上述过程也可利用相关软件来设计：

如pspice,POWER-4-5-6.

一些解释：

已知部分的频响曲线是指除Kea（补偿放大器）外的所有部分的乘积，在波得图上是相加。

环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限制：

a）香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;

b）右半平面零点（RHZ）的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计的远离它，一般取其1/4-1/5；

c）补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。

所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。

五，反激设计实例。

条件：

输入85-265V交流，整流后直流100-375V

输出12V/5A

初级电感量370uH

初级匝数：

40T，次级：

5T

次级滤波电容1000uFX3=3000uF

震荡三角波幅度.2.5V

开关频率100K

电流型控制时，取样电阻取0.33欧姆

下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路。

所有设计取样点在输出小LC前面。

如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。

1）电流型控制

假设用3842,传递函数如下：

.

此图为补偿放大部分原理图。

RHZ的频率为33K，为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的1/4-1/5，我们取1/4为8K。

分两种情况：

A）输出电容ESR较大。

输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在8K处的相位滞后比较小。

Phanseangle=arctan（8/1.225）-arctan（8/0.033）-arctan（8/33）=--22度。

另外可看到在8K处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dB/decade的曲线形状。

省掉补偿部分的R2，C1。

设Rb为5.1K，则R1=[（12-2.5）/2.5]*Rb=19.4K.

8K处功率部分的增益为-20*log（1225/33）+20*log19.4=-5.7dB

因为带宽8K，即8K处0dB

所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log（Fo/8）=0

Fo为补偿放大器0dB增益频率

Fo=1/（2*pi*R1C2）=15.42

C2=1/（2*pi*R1*15.42）=1/（2*3.14*19.4*15.42）=0.53nF

相位裕度：

180-22-90=68度

仿真图：

兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。

B）输出电容ESR较小。

输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较高，这样在8K处的相位滞后比较大。

Phanseangle=arctan（8/5.3）-arctan（8/0.033）-arctan（8/33）=-47度。

如果还用单极点补偿，则带宽处相位裕量为180-90-47=43度。

偏小。

用2型补偿来提升。

三个点的选取，第一个极点在原点，第一的零点一般取在带宽的1/5左右，这样在带宽处提升相位78度左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，此处我们取1.6K。

第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高，保证增益裕度。

我们用它来抵消ESR零点，使带宽处保持-20db/10decade的形状，我们取ESR零点频率5.3K

数值计算：

8K处功率部分的增益为-20*log（5300/33）+20*log19.4=-18dB

因为带宽8K，即最后合成增益曲线8K处0dB

所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18+20log（8/5.3）=21.6dB

水平部分增益=20logR2/R1=21.6推出R2=12*R1=233K

fp2=1/2*pi*R2C2推出C2=1/（2*3.14*233K*5.4K）=127pF.

fz1=1/2*pi*R2C1推出C1=1/（2*3.14*233K*1.6K）=0.427nF.

相位

Phanseangle=-47-90+arctan（8/1.6）-arctan（8/5.3）=-115度

180-115=65度

假设光耦CTR=1，由于R3和R4相等，其增益为R4/R3=1，所以不影响补偿部分。

2,电压型控制。

我们同样设计带宽为8K，传递函数如下：

高频1000uF电容的ESR：

Rc=30m欧姆。

fo为LC谐振频率，注意Q值并不是用的计算值，而是经验值，因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗（相当于电阻），包括电容ESR，二极管等效内阻，漏感和绕组电阻及趋附效应等。

在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5。

由于输出有LC谐振，在谐振点相位变动很剧烈，会很快接近180度，所以需要用3型补偿放大器来提升相位。

其零，极点放置原则是这样的，在原点有一极点来提升低频增益，在双极点处放置两个零点，这样在谐振点的相位为-90+（-90）+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点，来抵消ESR的影响，在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升。

元件数值计算，为方便我们把3型补偿的图在重画一下。

先计算功率部分8K处的增益：

Rb=5.1K;

R1=19.4K

26-40log（5.3/0.605）-20log（8/5.3）=-15.3dB.

要得到8K带宽，补偿放大器在8K处，既平顶部分的增益应为15.3dB.双零点处增益为：

15.3-20log（5.3/0.605）=-3.6dB.

从补偿图上可知，此处增益为20log（R2/R1）=-3.6,得出：

R2=1.51*R1=29.3K.

1/（2*pi*R1*C3）=605,C3=13.6nF.

1/（2*pi*R3*C3）=33KR3=355欧姆

1/（2*pi*R2*C1）=605C1=9nF.

1/（2*pi*R2*C2）=5.3KC2=1nF.

核算8K处的相位：

[-180+arctan（8/5.3）-arctan（8/33）]+[–90+2*arctan（8/0.605）-arctan（8/5.3）

-arctan（8/33）]=-126.

相位裕量：

180-126=54度。

仿真结果如下：

兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。

如果相位裕量不够时，可适当把两个零点位置提前，也可把第一可极点位置放后一点。

同样假设光耦CTR=1，如果用CTR大的光耦，或加有其他放大时，如同时用IC的内部运放，只需要在波得图上加一个直流增益后，再设计补偿部分即可。

这时要求把IC内部运放配置为比例放大器，如果再在内部运放加补偿，就稍微麻烦一点，在图上再加一条补偿线

参考资料

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9.InfineonApplicationNote:

AN-SMPS-16822CCM-1

10.CS3842AAN/D

11.PIApplicationNote:

AN-11

12.AS3842ApplicationNote5