功率连续可调性开关电源的毕业设计文档格式.docx
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目前世界上电源产品中DC/DC部分己经成为最主要、最核心的部分。
通信设备、电脑设备的供电大多数是直流电压供电。
目前照明虽然还是以交流电压供电为主，但是随着LED（lowemittingdiode）技术（主要是白光合成技术）的发展以及应用领域的扩展，直流电压供电的产品额会逐渐扩大。
此外目前的高强度气体放电灯的驭动器中也通常有DC/DC环节。
目前的通信设备电源和电脑服务器电源通常采用分布式电源结构（distributedpowersystem,DPS），如图1-1所示。
首先220V或110V市电经过PFC电路变换成400V的直流电压；
然后由一个功率相对比较大的一次DC/DC变换器，将400V的直流电压变换成48V/24V（48V或24V）的直流电压给通信或服务器的主设备供电。
但是还有其他的一些设备需要更低的电压供电，48V/24V后面还会有很多个功率相对比较小的一次电源将之变换成12/5/3.3/2.5V等的直流电压。
通常CPU的工作电压更加低，而且对负载突变小的电压调整率要求非常高，所以后面还会有一个或多个称为电压调整模块（voltageregulatormodule,VRM）的DC/DC专门给CPU供电。
有时电信公司用的主功率是48V系统，但是某些特殊设备是24V供电；
有时反之，所以还会用到48V→24V或24V→48V的DC/DC电源。
[1]
220/110v400v48/24v12/5/3.3/2.5v
VRM
DC/DC
Secondary
PFC
AC/DC
Primary
-→-→-→-→
1.8/1.5/1.2/1v↓图1-1分布式电源结构图
1.2开关电源的发展
最早的稳压电源是晶体管线性稳压电源，从上个世纪60年代以来，开关稳压电源逐步代替了线性电源，最早出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。
后来脉宽调制（PWM）控制技术有了发展，用以控制开关变换器，得到PWM开关电源，它的特点是用20kHz脉冲频率或脉冲宽度调制。
PWM开关电源效率可达65%～70%。
而线性电源的效率只有30%～40%。
在发生世界性能源危机的年代，引起了人们的广泛关注，线性电源工作于工频，因此用工作频率为20kHz的PWM开关电源替代，可大幅度节约能源，在电源技术发展史上誉为20kHz革命。
随着ULSI芯片尺寸不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得多；
航天，潜艇，军用开关电源以及用电池的便携式电子设备（如手提计算机，移动电话等）更需要小型化，轻量化的电源。
因此对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量要小，此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。
1.3研究的意义
1.新型高频功率半导体器件的开发使实现开关电源高频化有了可能。
如功率MOSFFT和IGBT已完全可代替功率晶体管和晶闸管，从而使中小型开关电源的工作频率可达到400kHz（AC-DC）和1MHz（DC-DC）的水平。
超快恢复功率二极管、MOSFET同步整流技术的开发也为高效低电压输出（例如3V）开关电源的研制有了可能。
2.软开关技术使高效率高频开关变换器的实现有了可能。
PWM开关电源按硬开关模式工作（开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠），因而开关损耗大。
开关电源高频化可以缩小体积重量。
但开关损耗却更大了（功耗与频率成正比）。
为此必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术，即所谓零电压（ZVS）/零电流（ZCS）开关技术，或称软开关技术（相对于PWM硬开关技术而言）小功率软开关电源效率可提高到80%～85%。
70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础，以后新的软开关技术不断涌现，如准谐振（80年代中）；
全桥移相ZVS-PWM,恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM（80年代末）；
ZVS-PWM有源箝位；
ZVT-PWM/ZCT-PWM（90年代初）；
全桥移相ZV-ZCS-PWM（90年代中）等。
我国己将最新软开关技术应用于6kW通信电源中，效率达93%。
3.控制技木研究的进展。
如电流型控制及多环控制，电荷控制，一周期控制，功率因数控制，DSP控制，及相应专用集成控制芯片的研制成功等，使开关电源动态性能有很大提高，电路也大幅度简化。
4.有源功率因数校正技术（APFC）的开发，提高了AC/DC开关电源功率因数。
由于输入端有整流电容元件，AC/DC开关电源及一大类整流电源供电的电子设备（如逆变器，UPS）等的电网侧功率因数仅为0.65，80年代用APFC技术后可提高到0.95～0.99，既治理了电网的谐波“污染”，又提高了开关电源的整体效率。
单相APFC是DC/DC开关变换器拓扑和功率因数控制技术的具体应用，而三相APFC则是三相PWM整流开关拓扑和控制技术的结合。
5.磁性元件新型磁材料和新型变压器的开发。
如集成磁路，平面型磁心，超薄型（Lowprofile）变压器；
以及新型变压器如压电式，无磁心印制电路（（PCB）变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。
6.新型电容器和EMI滤波器枝术的进步，使开关电源小型化并提高了EMC性能。
7.微处理器监控和开关电源系统内部通信枝术的应用，提高了电源系统的可靠性。
90年代末又提出了新型开关电源的研制开发，这也是新世纪开关电源的发展远景。
如:
用一级AC/DC开关变换器实现稳压或稳流，并具有功率因数校正功能，称为单管单级（SingleSwitchSingleStage）或4S高功率因数AC/DC开关变换器；
输出1V，50A的低电压大电流DC/DC变换器，又称电压调节模块VRM，以适应下一代超快速微处理器供电的需求；
多通道（Multi-Channel或multi-Phase）DC/DC开关变换器；
网络服务器（Server）的开关电源和可携带式电子设备的高频开关电源等[2]。
1.4本论文的主要内容
本论文共分五章，第一章为绪论，简要概括了DC/DC模块电源的应用背景，发展情况及课题研究意义；
第二章介绍了开关电源的基本原理，包括主电路拓扑，开关控制理论。
第三章主要介绍了本课题选择的DC/DC变换器电路拓扑原理和本课题电源方案的具体设计。
第四章描述了实验结果，并进行了结果分析。
第五章为本论文的总结部分。
2基本原理
2.1开关电源的分类
开关电源可分为DC/DC和AC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。
以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。
DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。
斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变Ton（通用），二是频率调制方式，Ton不变，改变Ts（易产生干扰）。
其具体的电路由以下几类:
（1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压Vo小于输入电压Vi，极性相同。
（2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压Vo大于输入电压Vi，极性相同。
（3）Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Vo大于或小于输入电压Vi，极性相反，电感传输。
（4）Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Vi，极性相反，电容传输。
当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W,600W,800W等，相应的功率密度为（6、2、10、17）W/cm3，效率为80%～90%。
日本NemicLambda公司推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为200KHz～300KHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二极管），使整个电路效率提高到90%。
AC/DC变换是将交流电压变换为直流电压，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。
AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL,CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC,FCC,CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化。
另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。
AC/DC变换按电路的接线方式可分为半波电路、全波电路。
按电源相数可分为单项、三相、多相。
按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。
线性调整器的基本电路如图2-1（a）所示，它由一个工作在线性区的晶体管与负载串联构成。
晶体管相当于一个可变电阻。
R1和R2组成分压网络对输出电压采样，采样电压输入到误差放大器与参考电压进行比较，误差放大器输出电压经电流放大器驱动串联的功率晶体管。
图2-1线性调整器的基本电路及输出波形图
（a）Q1与负载串联起可变电阻作用：
负反馈环通过改变其阻值以保持输出电压的恒定。
（b）线性调整器的压差。
对于NPN型的晶体管，应使Vdc的谷值与Vo间有2.5V的压差。
其工作原理如下：
直流输出电压升高时，采样电阻上电压通过误差放大器和电流放大器，反馈到串联晶体管的基极，设晶体管为NPN型，则基极电压下降，使输出电压降低，从而保持采样电压等于参考电压。
由于晶体管和反馈网络的存在，任何输入电压的变化都能被调整为稳定的输出电压，其恒定程度与反馈放大器的开环增益有关。
2.2电路拓扑结构
线性调整器的特点：
反馈回路是完全直流耦合。
因为没有开关器件，所以回路各点的直流电压都可以预测。
不存在变压器引起的RFI噪声的瞬态尖峰电压或电流。
由于晶体管不工作在开关状态，所以不存在晶体管的下降电流和上升电压瞬时重叠造成的距离开关损耗。
所有功耗只是电路各元件的直流损耗，很容易计算。
但是，这种电源只能降压，而且其输出输入之间有公共端，通常需要另外加电路实现输出输入的隔离。
另外，其初始直流输入电压Vdc一般由工频变压器次级整流获得，而工频变压器的体积和重量限制了它的推广应用。
[3]
线性调整器串接晶体管的高损耗使其很难在输出大于5A的场合应用。
高损耗要求大的散热器，不能满足电路系统小型化的要求。
开关调整器在上个世纪60年代开始取代线性调整器，它将快速通断的晶体管置于输入和输出之间，通过调整通断比例来控制输出电压。
该电压是宽度可调的脉冲电压，使用合适的LC滤波器可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出，其值就是脉冲的平均值。
电路采用输出负反馈，通过检测输出电压来控制占空比，使输出稳定。
图2-2所示为其主电路，图2-3所示为其主要工作波形。
图2-2Buck变换器的主电路
图2-3Buck电路主要工作波形
电路运行原理：
（1）开关导通期间：
等效电路如图2-4，
图2-4开关管导通期间的等效电路
开关管将输入电压传输到续流二极管两端，二极管因阳极电压反向而关断，电路电压平衡方程式为：
（2-1）
由于输入到输出只有一根线，由功率守恒原理得
（2-2）
由（2-1）可知，由于Vin>
Vout，L为正常数，则di/dt>
0,iL增加，并且输入功率大于输出功率，输入功率中大于输出功率的那部分被低通滤波器中的电感吸收，将电能转换为磁能，以磁场方式存储在磁路中，电感储能增加。
（2）开关关断期间：
等效电路如图2-5
图2-5开关管关断期间等效电路
由于电感电流不能跳变，电感将产生感生电压，反抗外电路的断开，以寻求导电通路，这时续流二极管导通，开关管电压为输入电压源电压，电感电流经续流二极管、负载形成新的回路，输出级的低通滤波器输入电压为零电感向负载释放能量，电路电压平衡方程式为：
（2-3）
由上式可以看到：
电感的电流变化率小于零，电感电流下降，电感释放功率等于输出功率，能量在电感中由磁能转化为电能，即电感向负载提供电能。
（3）主要波形
Buck变换器的主要工作波形如图2-3，由波形图可以看出：
主开关的电压峰值
VDSm=Vin（2-5）
续流二极管的电压峰值
VVDm=-Vin（2-6）
主开关管的电压与续流二极管的电压之和等于输入电压，符合基尔霍夫电压律，
Vds+VVD=Vin（2-7）
式中，VDSm、VVDm、Vin、Vds、VVD分别为主开关的电压峰值、续流二极管的电压峰值、电源输入电压、主开关管的电压、续流二极管的电压。
主开关电流与续流二极管电流之和等于电感电流，符合基尔霍夫电流定律，即
iDS+iVD=iL（2-8）
其中，iDS、iVD、iL分别为主开关电流、续流二极管电流、电感电流
变压器既可以降压，也可以升压，DC/DC变换器也是如此。
Boost变换器是将输入电压提升，获得高于输入电压的输出电压。
图2-6为其主电路，图2-7为其主要工作波形。
图2-6Boost变换器的主电路
图2-7Boost电路的主要工作波形
（1）开关导通时期，等效电路如图2-8
图2-8开关导通时期等效电路
由于A点（图2-6）为电源负电压，二极管VD阳极上为反向电压，不导通。
，相当于断路。
根据基尔霍夫电压定律，电路左边电压平衡方程式为：
（2-9）
电感电压左正右负，又L是正值，所以di/dt〉0，i上升，电感储能增加。
电源电压Vin向L提供电能，L将其转化为磁能，电感上的电流为：
（2-10）
其中，
为开关管道通前的导通电感电流初始值。
（2）开关关断时期，等效电路如图2-9
图2-9开关关断时期等效电路
晶体管关断后，由于电感电流不能跃变，L将反抗电流变化寻求导电通路而产生感生电动势，e=Ldi/dt,迫使二极管导通形成电感电流通路，根据根据基尔霍夫电压定律，电路电压平衡方程式为：
（2-11）
由于Vin<
Vout,di/dt<
0,电感上电流下降，并释放能量。
由于输入功率小于输出功率，输入功率不足的部分由电感释放的储能形式提供（电感将磁能转化为电能）。
（2）主要波形
波形如图2-7所示。
图中可以看出：
开关管电压峰值VDSm=Vout（2-12）
提升二极管电压峰值为VVDm=Vout（2-13）
开关管的电流峰值为IDSm=Iinm（2-14）
提升二极管电流峰值为IVDm=Iinm（2-15）
提升二极管电压与开关管电压之和为VDS+VVD=Vout（2-16）
开关管的电流与提升二极管电流之和为IDS+IVD=IL（2-17）
与变压器相似，基本的DC/DC变换器也能实现反极性，其特点是输入输出电流方向相反。
图2-10为其主电路，图2-11为其主要工作波形。
图2-10反极性变换器的主电路
图2-11反极性变换器电路的主要工作波形
（1）开关导通时期，等效电路如图2-12
图2-12开关导通时期等效电路
此时电感两端电压等于Vin,二极管反偏不导通，根据Vin=L（di/dt），Vin〉0，di/dt〉0，iL上升，Li2/2上升，L将输入电能转化为磁能，电感储能增加。
输出端所加负载由输出电容给它供电。
（2）开关关断时期，等效电路如图2-13
图2-13开关关断时期等效电路
此时二极管导通，Vout=L（di/dt）<
0,iL下降，Li2/2下降，电感向输出释放储能转变为电能，释放储能对应的功率中大于输出端所接负载上的功率的部分，由输出电容吸收。
开关管电压峰值VDSm=Vin—Vout（2-18）
二极管电压峰值为VVDm=Vin—Vout（2-19）
开关管的电流峰值为IDSm=Iinm（2-20）
二极管电流峰值为IVDm=Iinm（2-21）
其特点是：
Vin从不向Vout直接提供电能，而是将Vin输入的电能转化为L中的磁能，再在开关管关断期间，将磁能转化为电能传送到负载和输出电容，其中输出电容吸收大于负载功率的那部分能量。
2.3正激变换器去磁分析
正激变换器因其电路拓扑简单、电压升/降范围宽而广泛应用于中、小功率电源变换场合。
正激与反激最大的不同是，正激的能量传输过程是在开关管导通时完成的。
由于正激变换器的隔离元件T纯粹是个变压器，因此在输出端要加一个电感器L作为能量的储藏和传递元件。
电路中一个导向二极管和续流二极管，同时变压器原边和副边线圈具有相同的同名端。
由于正激工作方式的副边有电感器，折算到原边的电感很大，一般电感量宜取大，以减小原边导通时的电流。
典型的正激型DC/DC变换器如图3-14。
这种正激型DC/DC变换器由于做不到ZVS（零电压开关），所以开关损耗较大，功率变换效率不高。
图3-15是具有ZVS的正激型DC/DC变换器的典型电路。
图3-14图3-15
在图3-15中，T是高频变压器，它的漏感为Lr，（图中未画出），Cr为开关管V1的结电容和分布电容，V4是起反向箝位作用的二极管。
开关管在导通过程中，Cr通过开关管V1放电，Cr上压降将到零。
当开关管V1在控制信号的作用下关断时，Cr上的电压不能突变，使开关管上的电压为零，从而实现了ZVS。
由于正激变换器的变压器是单向磁化的，因此正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器的磁复位。
正激变换器变压器磁复位技术有多种，如采用磁复位绕组，RCD箝位技术和有源箝位技术[6~8]等。
下面介绍几种常见的磁复位技术。
（1）复位绕组法
图3-16所示为其电路原理图及其波形。
功率晶体管VM截止期间，变压器磁化能量通过变压器第二个绕组N3（即复位绕组）回馈到电网中去，磁恢复时间Treset≤Toff。
（a）（b）
图3-16磁复位绕组法正激变换器电路原理图及其波形
磁复位绕组法正激变换器的优点是技术成熟可靠，磁化能量可无损地回馈到直流电网中去。
但它存在四个缺点；
（1）附加的磁复位绕组使得变压器结构和设计复杂化
（2）VM关断时，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，尤其是变换器工作在满载时；
（3）VM承受的电压与输入直流电压Uin成正比当变换器工作在宽输入电压范围时，必须采用高压功率MOSFET，而高压功率MOSFET的导通电阻较大，从而导致导通损耗较大；
（4）Uin=Uinmax时，占空比d=dmin很小，不易于大功率输出。
（2）RCD复位法
图3-17所示为RCD复位电路原理图及其波形
图3-17所示为RCD复位电路原理图及其波形
由电容、电阻、二极管组成的R-C-D复位电路及波形如图3-17所示。
为了便于分析，假设输出滤波电感L和箝位电容Cs均足够大，分别按电流源和电压源处理，路的工作周期分为6个阶段。
（1）T0~T1：
VF导通，直流电源通过变压器向负载输出能量，在这段时间里VD和VD2都截止。
（2）T1~T2：
在T1时刻VF截止，VF的输出电容被线性充电，充电电流为Io/N，其中N为电压比，Io为负载电流。
这段时间将持续到Cs充电电压到Ui为止，此时VD截止。
（3）T2~T3：
在T2时刻，
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