3842开关电源评估版Word文件下载.docx
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其内部组成框图如图3所示，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。
芯片工作起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。
芯片起动电流为1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。
补偿端接RC网络来改变误差放大器的闭环增益和频率响应。
电流反馈端Ucs>
1V时输出脉冲关断，起到逐个脉冲限流保护。
时钟由外接阻容RT和CT决定。
还提供5V的基准电压,带载能力50mA。
在UC3842的输入端与地之间，还有34V的稳压管，一旦输入端出现高压，该稳压管就被反向击穿，将供电电压钳位于34V，保护芯片不致损坏。
下面是芯片的引脚功能说明。
引脚
功能
引脚功能说明
8管脚
14管脚
1
补偿
该管脚为误差放大器输出，外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性
2
3
电压反馈
该管脚是误差放大器的反相输入端，是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压
5
电流取样
电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。
4
7
RT/CT
通过将电阻RT连接至Vref以及电容CT连接至地，产生锯齿波使振荡器频率和最大输出占空比可调，工作频率可达500kHz。
-
地
该管脚是控制电路和电源的公共地（仅对8管脚封装如此）
6
10
输出
该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1.OA的峰值电流经此管脚拉和灌。
12
VCC
集成电路的正电源（IC工作电源）。
8
14
Vref
该管脚为参考输出，它通过电阻RT向电容CT提供充电电流。
电源地
该管脚是一个连回至电源的分离电源地返回端（仅14管脚封装如此），用于减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。
11
VC
输出高态（VoH）由加到此管脚（仅14管脚封装如此）的电压设定。
通过分离的电源连接，可以减小开关瞬态噪声对控制电路的影响。
9
该管脚是控制电路地返回端（仅，4管脚封装如此），并被连回到电源地。
2,4,6,13
空脚
无连接（仅14管脚封装如此），这些管脚没有内部连接。
图3
UC3842性能特点：
（1）它属于电流型单端PWM调制器，具有管脚数量少，外围电路简单、安装调试方便、性能优良、价格低廉等优点。
而且通过高频变压器与电网隔离，适合构成无工频变压器的20-50W小功率开关电源。
（2）最高开关频率为500KHZ，频率稳定度高达0.2%。
电源效率高，输出电流大，能直接驱动双极型功率晶体管或VMOS管、DMOS管、TMOS管工作。
（3）内部有高稳定的基准电压源，档准值为5V，允许有+0.1%的偏差，温度系数为0.2mV/0C。
（4）稳压性能好。
其电压变化率可达0.01%/V。
启动电流小于1mA，正常工作电流为15mA。
（5）除具有输入端过压何护与输出端过流保护电路之外，还设有欠压保护电路，使用工作更稳定、可靠。
（6）可调整的振荡电路，可精确地控制占空比，并具有自动补偿功能。
（7）带锁定的PWM，可以进行逐个脉冲的电流限制。
二：
实例电路工作原理
1．AC输入整流部分，如图4。
图4
交流电（AC110～220V/50Hz）由J2-1进入，经过R2送至由D1~D4组成的桥式整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电（当输入交流电110V时，整流后的直流为155V左右，当输入交流电220V时，整流后的直流为300V左右）。
主要组件说明:
R2:
降低C1初始充电电流冲击和起保险丝的作用。
R2取值越小，刚开始通电时，对C1的充电电流就越大，太大时插头接电瞬间会出现火花，烧坏插座和插头；
R2取值越大，刚开始接电时，对C1的充电电流就越小，但是带较大的负载时，电路通过电流较大，在R2上的压降较大，R2的功耗较大，影响整体电路的效率。
当电路短路时，通过R2的电流会很大，当超过R2允许功耗时，R2便会烧坏，切断电路，这时起到保险丝的作用。
D1-D4:
桥式整流,把交流电整流成直流电。
取值主要是考虑它的反向耐压大小和带最大负载时通过的电流。
反向耐压越高越好，电流要求要比电路额定电流大3陪以上。
C1:
整流后滤波。
电容容量越大，输出直流纹波越小，但是成本也越高。
此电容容量越大，接电瞬间，通过R2的电流就越大，整机浪涌电流就越大；
相反，电容容量小，滤波效果不好，整流后的直流电纹波较大。
此外还要考虑电容的耐压，不能小于整流后的直流电压，最好留有一定的余地。
2．启动,如图5。
如图5
接通输入电源
后，电流
通过启动电阻R5给电容C3,C11充电,当C3,C11电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时,UC3842开始工作并提供驱动脉冲,由6端输出推动开关管Q1工作,输出信号为高低电压脉冲。
高电压脉冲期间,开关功率管Q1导通,电流通过变压器初级绕组
同时把能量储存在变压器中。
根据同名端标识情况,此时变压器各路副边没有能量输出。
当6脚输出的高电平脉冲结束时,开关功率管Q1截止,根据楞次定律,变压器初级绕组
为维持电流不变,产生下正上负的感生电动势,此时其他边各路二极管导通,向外提供能量。
同时辅助绕组
向UC3842供电。
UC3842内部设有欠压锁定电路,其开启和关闭阈值分别为16V和10V,在开启之前,UC3842消耗的电流在1mA以内。
电源电压接通之后,当7端电压升至16V时UC3842开始工作,启动正常工作后,它的消耗电流约为15mA。
因为UC3842的启动电流在1mA以内,设计时参照这些参数选取R5。
当然,若
电压较小时,在R5上的压降很小,全部供电工作都可由R5降压后来完成。
但是,通常情况下,
电压都比较大,这样完全通过R5来提供正常工作电压就会使R5自身功耗太大,对整个电源来说效率太低。
一般来说,随着UC3842的启动,R5的工作也就基本结束,余下的任务交给辅助绕组
由辅助绕组
产生电压来为UC3842供电。
故R5的功率不必选得很大,1W、2W就足够了。
虽然理论上UC3842启动电流在1mA以内,但实际应用时,按1.6～2.0mA设计则工作比较便利。
R5阻值的大小对整机短路电流和功耗有较大影响，电阻越大，功耗和短路电流就会越小，但电阻值太大会造成不能启动，太小，流过R5电流太大，导致R5功耗过大，R5发烫，容易损坏，并造成整体电路功率下降。
3．UC3842工作过程，如图6
如图6
UC3842启动工作后，C3,C11为UC3842提供稳定的工作电压VCC,VCC通过R9，R19，光耦817，R8组成的分压取样电路，电压通过2脚被反馈到UC3842内部的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Vr；
同时在取样电阻R3上建立的电压也被反馈到UC3842电流测定比较器的同相输入端，这个检测电压和误差电压Vr相比较，产生脉冲宽度可调的驱动信号，用来控制开关功率管Q1的导通和关断时间，以决定高频变压器的通断状态，从而达到输出稳压的目的。
考虑到VCC及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度，因此，在UC3842的脚7和脚8上分别接有消噪电容C3,C11和C10。
R7是开关功率管Q1的栅极限流电阻。
R9，R19，光耦PC817，R8分压取样电路,决定UC38422脚电压的大小，控制6脚驱动信号的脉冲宽度。
R3，检测通过开关功率管Q1D-S极峰值电流，并经R17把电压大小反应到UC38423脚，进而控制6脚脉冲。
C12：
UC38423脚的滤波电容，它的取值不能太大，否则会影响电路的稳定。
R18：
开关功率管Q1G极限流电阻。
R1：
开关功率管Q1关断时，G极寄生电容通过R1放电。
C4，R16决定UC3842的工作频率和最大输出占空比。
C10：
UC38428脚的滤波电容。
C5，R15：
补偿UC3842内部误差放大器的频率特性。
C3，C11：
UC3842工作电压VCC滤波电容。
D5：
辅助绕组
高速整流二极管。
Q1：
开关MOS管，取值时应考虑D-S间的耐压和通过D-S间平均电流大小。
一般电流选值是D-S间平均电流的2倍以上，耐压越大越好。
4．吸收箝位电路，如图7
图7
吸收箝位电路由C2，R20,R4和D6组成，Q1截止后，由于变压器存在漏感，而漏感能量不能通过变压器耦合到
绕组释放，如果没有RCD箝位电路，漏感中的能量将会在Q1关断瞬间转移到Q1极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时Q1集电极将会承受较高的开关应力，若加上RCD箝位电路，漏感中的大部分能量将在Q1关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容C2上，然后这部分能量被箝位电阻R20,R4消耗，这样就大大咸少了开关管的电压应力。
RCD箝位电路设计可参考下文
在RCD箝位电路中电阻R20,R4和电容C2的取值都比较大，因此，箝位电容C2上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值Vclamp来表示箝位电容两端的电压。
在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。
步骤一：
确定箝位电压Vclamp
图8
图8表示的是采用RCD箝位的反激变换器的开关管的漏极电压。
图中：
VOR：
次级到初级的折射电压；
Vclamp：
箝位电容C2两端的箝位电压；
VBR（DSS）：
开关管的漏源极击穿电压；
VINMAX：
最大输入直流电压
由图可见，箝位电压Vclamp与开关管的VBR（DSS）及输入最高电压有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定Vclamp的大小。
步骤二：
确定初级绕组的漏感量Llk
初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。
需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。
当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%--5%。
步骤三：
确定箝位电阻R（R为R20,R4并联后的阻值）
前文提到，箝位电容C2两端的电压可用恒定值Vclamp表示，因此箝位电阻消耗的功率为：
式中：
PR-clamp：
箝位电阻消耗的功率。
另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系
WR-clamp：
箝位电阻消耗的能量；
Wl：
初级绕组漏感中存储的能量；
箝位电压；
将能量转换为平均功率则（3）式可变为：
fs：
变换器的工作频率；
Llk：
初级绕组的漏感量；
Ids-peak：
开关管的最大峰值电流（即低压满载时的峰值电流）；
这样由
（2）、（4）式就可得到箝位电阻的计算公式
步骤四：
确定箝位电容C2
箝位电容C2的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压为箝位电压的5%--10%,这样，我们就可通过下式来确定C2的最小值。
C2：
箝位电容；
△Vclamp：
箝位电容上的脉动电压；
R：
箝位电阻；
本RCC电路中：
R=2*100*30/0.00002/0.9/0.9/55000=6734取5K；
C2=100/5/5000/55000=0.073uF取0.1uF；
=5V；
Vclamp=100V；
=70V；
=0.00002H；
=0.9A；
=55000HZ；
R的功率损耗较大，用两个2W的电阻并联。
C2用高频损耗小,抗脉动能力强,寿命长，耐压高的CBB电容，由于Vclamp=100V，考虑到其它干扰和留有余量，用耐压400V。
D6也要注意耐压的问题，本电路采用耐压700V的快速二极管FR107。
5：
输出稳压控制电路，如图9。
图9
当负载变化或其它因素引起输出电压VO变高，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会高于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流增加，加在光耦发关二极管的电压也增大，光耦发光增强，光耦C-E极间电阻变小，UC38422脚电压升高，促使片内对PWM比较器进行调节，减少占空比，通过Q1D-S极电流变小，变压器储能减少，输出电压降低。
反之，VO变低，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会低于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流减弱，加在光耦发关二极管的电压也变小，光耦发光减弱，光耦C-E极间电阻变大，UC38422脚电压降低，促使片内对PWM比较器进行调节，增大占空比，通过Q1D-S极电流变大，变压器储能增加，输出电压升高。
R11并联在PC817发光二极管两端，是为了当PC817关断时，输出电压能通过R10、R11为TL431提供稳定的工作电流，避免PC817工作在临界状态。
主要组件作用：
R6,R13,VR2对输出电压取样，和TL431基准电压进行比较,并通过TL431控制光耦的发光亮度。
C9：
加速电容,输出电压通过C9快速和TL431基准电压进行比较，提高电路的稳压速度，改善输出电压纹波。
R12,C8为TL431的负反馈,防止自激震荡。
R10：
限制通过光耦的电流。
R11：
当光耦关断时,R10,R11为TL431提供稳定工作电流,避免光耦PC817工作在临界状态。
6．输出部分，如图10。
图10
当Q1关断时，初级绕组
变成下正上负，
上正下负，D7导通，存储在变压器中的能量通过D7供应给负载同时给电容C7充电。
LED和R14是有电压输出指示电路，LED亮表示有电压输出，R14是限制流过LED电流大小。
C6和C7是滤波电容，使输出直流电纹波比较小。
C6和C7大小不同并联，是因为大电容和小电容对不同频率的纹波滤波效果不同，理论上大电容对高频滤波效果较好，但实际上由于大电容具有电感效应而对高频有较大的阻抗，低容量的电容对高频的滤波效果比大电容好。
在开关管Q1导通时，变压器是不给负载供电的，这时只能靠电容给负载供电，C7越大，储存的能量就越多，供应同样的负载，电压下降就越少，换言之，输出电压就越稳定，所以C7越大越好。
在选取滤波电容时，还要考虑它的耐压，耐压一定要比输出电压高，最好是留有一定的耐压余地。
R7是假负载，释放掉滤波电容C7的部分能量，起到改善电路间歇振荡的效果。
此处出现间歇振荡的原因是负载太小，负载耗能很小，电路占空比也很小；
当Q1导通时间小到一定程度时，由于开关管的电荷存储效应，开关管本身从导通到完全关断所用的时间就大于调整电路需要的导通时间，这样几个周期的振荡给输出端提供的能量较多，大于负载所消耗的能量，输出电压升高，调整电路便关掉振荡；
当负载能量消耗到一定程度时，电容的电压降低，而控制电路又让开关管振荡起来，如此重复，而出现间歇振荡。
所以R7的阻值小，对改善电路间歇振荡效果比较好，但太小会增加无用的功耗，降低电路效率，它的阻值大小一般根据经验或电路调试确定。
由于开关电源的工作频率都比较高，所以D7采用响应速度比较快的肖特基整流二极管，在选原件时除了要考虑响应速度外，还要考虑它的额定工作电流，一般要比额定电流大3倍以上，除此还要考虑它的耐压，因为开关管Q1导通时，初级绕组
上的电压（上正下负）基本上是输入电压，
也感应了对应的比例电压（下正上负），再加上滤波电容C7的电压，所以整流肖特基二极管的反向耐压必须大于两者的和，并留有一定的余量。
7．短路过流保护，如图11
图11
如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管Q1的漏极电流将大幅度上升，R3两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。
当该脚的电压超过正常值0．3V达到1V时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。
这时，UC3842的脚6无输出，Q1截止，从而保护了电路。
8．变压器
关于变压器的设计可参考有关专业书籍，这里就不做详细介绍，下面只对变压器气隙问题和磁饱和瞬时效应做一些说明。
（1）变压器气隙：
当变压器工作于连续模式时,由于出现了直流分量,需加气隙,使磁化曲线向H轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流，传递更多的能量。
P=f*Ve∫BsHdB
orP=1/2Lp（Imax2-Imin2）
式中Imax,Imin——为导通周期末,始端相应的电流值。
由于变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与气隙大小有密切关联，如图12。
图12
有无气隙时变压器磁芯第一象限磁滞回路
在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果，但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面，可有效地减小磁芯的有效磁导率和减少原边绕组的电感。
在直流电流下气隙的加入可使磁芯承受更加大的直流电流去产生HDC，而BDC却维持不变，因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和，这对能量的储存与传递都是有利的。
当反激变压器工作于连续模式时，有相当大的直流成份，这时就必须有气隙。
外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值；
直流的平均电流值，匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置。
ΔBac对应了ΔHac值的范围。
可以看出，气隙大ΔHac就大.。
如此，就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分。
在此还需注意：
若初级电感Lp太大，电流上升斜率小，ton时间又短（＜50%）,很可能在"
导通"
结束时，电流上升值不大，出现电路没有能力去传递所需功率的现象。
这一现象是因系统自我功率限制之故。
可通过增加气隙来减小电感Lp，使自我限制作用不会产生来解决此问题。
（2）磁饱和瞬时效应：
在瞬变负载状况下，即当输入电压为最大VINmax而负载电流为最小Iomin时，若Io突然增加，则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率。
此时,会出现最大输入电压VINmax和最大占空比Dmax并存，即使只是一个非常短的时间，变压器也会出现饱和，引起电路失控。
为克服此一瞬态不良效应，可应用下述方法：
变压器按高输入电压（VINmax），宽脉冲（Dmax）进行设计，即设定低的ΔB工作模式，高的原边绕组匝数，但此方法之缺点是使变压器的效率降低。
到此，UC3842电路工作原理基本讲完，下图是UC3842电路的全图。
第二部分：
测试和故障分析
一．测试
1．变压器线圈
两端的波形。
上图是输入交流110V，空载时变压器初级绕组
两端的波形图（1端接示波器探头的正，2端接示波器探头的负端，最大电压约为155V，最小电压约为-110V。
这说明Q1导通时在变压器上约有155V的压降，Q1关断时在变压器上约有110V的反向电压，此时Q1D-S极间承受了270V（160V+110V=270V，160V为输入整流后电压，110V为漏感和
反射电压之和）。
上图是输入交流110V，带载2A时变压器初级绕组
两端的波形图（1端接示波器探头的正，2端接示波器探头的负端，最大电压约为153V，最小电压约为-130V。
这说明Q1导通时在变压器上约有153V的压降，Q1关断时在变压器上约有130V的反向电压，此时Q1D-S极间承受了390V（160V+130V=290V，160V为输入整流后电压，130V为漏感和
说明：
如果上面的RCD吸收箝位电路参数改变，此处的反向电压也会改变。
由图看到漏感尖峰电压下降的过程中产生了振荡现象，在设计中因尽量避免振荡现象产生。
还可以看到漏感产生的尖峰电压有些高。
主要是由于变压器的气隙大小不合理和磁芯固定不好造成的。
2．Q1D-S两端的波形图。
上图
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