反激变换器设计Word下载.docx

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第二章电路拓扑及工作原理

2.1主电路组成和控制方式

图2-1给出了反激（Flyback）PWMDC/DC转换器的主电路及其工作模式的电路。

它是由开关管V、整流二极管D1、滤波电容Cf和隔离变压器构成。

开关管V按照PWM方式工作。

变压器有两个绕组，初级绕组W1和次级绕组W2，两个绕组是紧密耦合的。

使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。

以保证在最大负载电流时铁心不饱和。

（a）主电路拓扑图

（b）V导通

（c）V关断

图2-1

2.2电流连续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（a））

图2-2反激变换器线圈电流

1.工作原理

1）开关模式1（0-Ton）

在t=0瞬间，开关管V导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为221

wi

WuUW=-

，其极性“*”端为正，是二极

管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。

此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流pi从最小值

minPI开始线性增加，其增加率为：

1

i

UdipdtL=

（2-1）

在ontT=时，电流达到最大值maxPI。

maxmin

PP

usUIIDT

L=+

（2-2）

在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。

磁通Φ的增加量为：

（1

iusUDTW+∆Φ=

（2-3）

2）开关模式2（Ton-Ts）

在t=Ton时，开关管V关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D2释放，一方面给电容Cf充电；

另一方面也向负载供电。

此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L2.次级绕组上的电压为2wouU=，

次级电流si从最大值maxsI线性下降，其下降速度为：

02

Udisdt

L=

（2-4）在1012

iDUUUK=+

时，电流达到最大值maxsI。

maxm

ax

2

（1o

ss

usUIIDTL=+-

（2-5）

（2

（1ousUDTW-∆Φ=

-

（2-6）

2.基本关系

在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量（+∆Φ必然等于开关管关断时的减少量（-∆Φ，即（（+-∆Φ=∆Φ，则由式（2-3）和式（2-6）可得

122

.

111ou

u

UDDWUWDKD=

=

--

（2-7）

式中，1212

WKW=

是变压器初、次级绕组的匝数比。

开关管V关断时所承受的电压为Ui和初级绕组W1中感应电动势之和，

即

12

U1iviou

UWUUWD=+

（2-8）

在电源电压Ui一定时，开关管V的电压和占空比Du有关，故必须限制最大占空比Dumax的值。

二极管D1承受的电压等于输出电压Uo与输入电压Ui折算到次级的电压之和，即

1012

（2-9）负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即

minmax1（.（12

ossuIIID=

+-

（2-10）根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：

1min2

m1m

2max

psp

sWIWIWIWI==

（2-11）

由以上各式可得

max111

max21112.112.ipou

si

sou

s

UWIIDWDLfUWIIDDWLf=+-=

+

2.3电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（b））

如果在临界电流连续时工作，则式（2-7）仍然成立。

此时，初级绕组的电流最大值为max1.ipus

UIDLf=

，则1max21.isu

UWIDWLf=

，负载电流max1（1

osuIID=

-，

故有临界连续负载电流：

（12.i

oGouusUWIIDDLfW==

（2-12）

在Du=0.5时，oGI达到最大值

8.i

oGsUWILfW=

（2-13）于是式（2-12）可以写成

max4（1oGoGuuIIDD=-

（2-14）

上式就是电感电流临界连续的边界。

在电感电流断续时，oi

UU不仅与占空比有关，而且还与负载电流oI有关。

可

以求得

1.2..iu

oso

UDULfI=

（2-15）

第三章电路设计及参数计算

3.1高频变压器设计

1确定ORV、ZV和匝比

最大输入电压时，加在变换器上的直流电压为36V，我们选用额定值为200V的mosfet，此时保留30V的裕量。

此种情况下，漏极电压不能超过170V。

由上分析知，漏极电压为inZVV+，于是有

3617017036134inZZZVVVVV

+=+≤≤-=

（式3-1）

因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准24V稳压管。

若以Z

OR

V为函

数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，Z

V=1.4均为消耗曲线上的

明显下降点。

因此选择此值作为最优比。

则有

0.70.72416.8Z

ORZVVVV=

=⨯=⨯=

（式3-2）

假设12V输出二极管正向压降为1V，则匝比为

16.81.4

ORoD

VnVV=

==+

（式3-3）

2一次电感设计

由负载功率和电压，可以得到

302.512

oIA

≈

（式3-4）一次输出电压为ORV，负载电流为ORI，其中

2.51.7861.4

oORIIA

n=

==

（式3-5）假定设计效率为80%，则可以得到输入功率

3037.580%

0.8

oINPPW

（式3-6）

于是可以得到平均输入电流

37.52.0818

INININ

PIAV=

（式3-7）平均输入电流与实际占空比D直接相关。

因INID

为一次电流斜坡中心值，

且其值与LRI相等，于是有

1INORIID

D

=-

（式3-8）解得

2.080.4462.081.786

ININOR

IDII=

=++

（式3-9）二次电流斜坡中心值为

4.177.53110.446

oLIIAD

=--

（式3-10）一次电流斜坡中心值为

7.535.841.29

LLRIIA

（式3-11）根据以上LRI值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流

1（11.257.539.41PKLRIIA

r

=+

⨯=⨯=

（式3-12）伏秒数为

3

240.446

5352010

ononEtVtVus

⨯=⨯==⨯

（式3-13）设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将r值设定为0.5左右。

根据“LI⨯”规则一次电感为

1535183.25.840.5

pLR

EtLH

Irμ=

⨯=

=⨯

（式3-14）

3磁芯选择

设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。

若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。

但对应所需r值，还应确保L值大小。

若所加气隙太大，则必然导致匝数增多——这将增大绕组的铜耗。

另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。

故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）

（2

0.7INePrVcmr

f

+=⨯

⨯

（式3-15）其中f的单位为kHz。

则前例可得

（20.562.50.727.340.5

20

eVcm+=⨯

（式3-16）于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。

在U67-27-14中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出

2.0418.54eeAcmlcm

则可得其体积为

2.0418.5437.82eeeVAlcm

=（式3-17）基本满足要求。

下面设计匝数电压相关方程

LIBT

NA

（式3-18）

使B与L相关联。

由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过r），即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式

2（1（2ONPKeVDNrBAf

⨯=+

⨯⨯⨯适用于所有拓扑）

（式3-19）

所以若无材料的磁导率、磁等信息，只要已知磁芯面积Ae与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。

对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通密度变化都不能超过0.3T。

所以求解N为（一次绕组匝数）

4

2240.446

n1+

21.860.5

20.32.0410

2010

p-⨯=⨯

=⨯⨯⨯⨯⨯（匝

（式3-20）

则12V输出的二次绕组匝数为

11

21.8616.951.29

psnnn

=匝

（式3-21）

分别取整数为22匝和17匝。

磁隙

最后，必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有

1（

oe

e

ALNH

zlμμ=

⨯⨯

（式3-22）

其中，z为气隙系数

eg

llzlμ+=

（式3-23）

求得

7

6

112000410

2.0410

（

22

18210

18.5410

AzN

Llμμπ----⨯⨯⨯⨯=

⨯⨯=

⨯⨯⨯⨯

（式3-24）

所以

3.6z=

（式3-25）

最后，求解气隙长度

18.5420003.60.24118.54

g

glzlmm+⨯==

⇒=

（式3-26）

导线选择

选择一导线，使其交流（AC）电阻和直流（DC）电阻之间的关系为1，即

1ACDC

RR=

（式3-27）

趋肤深度，是

0.0468（cmε=

（式3-28）

则导线的直径为

220.04680.0936（

lDcmε==⨯=

（式3-29）

则裸线面积Aw为

3.140.0936

0.006884

wDAπ⨯=

（式3-30）

查导线规则表可得，用20#导线比较合适。

3.2驱动电路设计

1UC3845简介

UC3845为美国Unitrode公司生产的单端输出脉宽调制器。

采用dip-8封装，

管脚排列如图3-1所示。

图3-1UC3845管脚图

UC3845最大占空比为50%。

采用固定工作频率脉宽调整方式，内部有5v精密基准电压。

具有完善的欠电压、过电压及过流保护。

图3-2所示为UC3845的内部电路框图和引脚图。

UC3845的启动电压阀值为8.4v，关闭电压阀值为7.6v。

图3-2UC3845内部电路框图

UC3845的振荡器工作频率由脚4外接电阻Rt及电容Cr决定，其频率为：

13

1.72orcTr

fRC=

（式3-31）2驱动电路设计

驱动电路原理图如图3-3所示。

电路的工作频率由4脚外接的电阻R8和电容C17决定。

UC3845的电流采样回来串电阻R6把采样电压接至3脚。

当3脚的采样电压小于1v时，脉宽调制器正常工作；

当脚3的电压等于或大于1v时，电流采样比较器输出高电平使PWM锁存器置0而使输出封锁。

若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM锁存器自动复位。

图3-3驱动电路原理图

本文设计的电路频率为20KHz，且占空比Dmxa=50%，则UC3845的振荡器工作频率为40KHZ。

电阻R8一般取10k，则电容C17由式3-31计算可得为4.3nF。

电容C18取为0.1uF。

稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取15V的稳压管，电阻R3=20k。

电阻R15和电容C13组成RC滤波器对6脚输出的脉冲电压进行滤波，所有R15=15欧姆，C13=4700pF。

通过电容C414和电阻R6接至UC3845的3脚电流检测端构成前沿电路。

此电路的主要作用是：

在开关管导通和截止的瞬间，会在前端产生一个尖脉冲，此脉冲会产生大于1V的电压，而3脚电压大于1V时控制芯片UC3845无法正常工作，为了防止3脚检测到尖脉冲的波形，检测后端加了一耳光RC的延时电路。

选C14=470pF，R5=1k。

因此延时时间为t=47ns。

由式3-12知，峰值电流为9.41A，则

610.106,P19.419.419.41

pp

VRVIWI≤

=Ω==⨯=其功耗为

14

（式3-32）R6取0.1/10W

3反馈电路设计

反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845，调节占空比，达到稳定输出电压的目的。

电路核心器件PC817和TL431.

输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处于电源高压主边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整一个电流模式的PMW控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

电流工作过程：

当输出电压有变大趋势时，Vref随之增大导致流过TL431的电流增大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。

UC3845在接受这个变大反馈电压后，在其内部的基准电压进行比较，减小占空比，即减少MOSFET的开关时间，是输出电压随改变而回落。

上面的过程在极短的时间内就会达到平衡，平衡时Vref=2.5V，又有WR1=R13，所以输出为稳定的12V。

图3-4反馈电路原理图

4电路仿真

结合上述内容可以利用saber仿真软件搭建基于UC3845反激变换器电路图如图3-5所示。

15

图3-5saber仿真电路图

仿真结果

当输入24V时

输出波形图如图3-6所示

图3-6

当输入36V时

输出波形图如图3-7所示

图3-7第四章硬件电路实验调试现场如图4-1所示图4-1调试现场当输入为24v时输出波形图如图4-2所示16

图4-2输入为24V时输出波形当输入为31v时输出波形图如图4-3所示图4-3输入为31V时输出波形17

MOSFET输出方波信号如图4-4所示图4-4输入为31V时输出波形18