用于离网型光伏发电中带储能的新颖多电平逆变器Word格式.docx
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2010年全球航运的光伏应用已超过16GWp，结晶硅材料占该市场的87%。
虽然已经报道世界级多晶硅电池效率高达20.3%，典型的可购商品多晶硅模块公布的效率仅为13.4%，但仍选定它作为这一研究的基础。
由于光伏阵列的发电要求由太阳能提供光子，故光伏阵列在夜间不发电，而在多云或局部阴天气候下发出的电低于峰值功率，光伏阵列发电具有间断性。
为保证离网光伏应用中的连续性，这些因素则要求蓄电池储能。
由光伏阵列输出的直流首先要通过逆变器变成交流（DC-AC），已公布的逆变器效率范围是85.8%-92.4%（最高效率）。
然而，当利用多晶硅光伏阵列时，逆变器总的系统效率为10%左右，在这么低的转换效率下，与逆变器相关的损耗应降低到最小。
本文介绍了离网型光伏应用中开关频率低的13电平级联多电平逆变器。
因太阳光伏阵列产生的电压低，一般要使用升压变压器或DC-DC升压变换器。
以便获得230V的输出功率。
对于DC-AC的变换，通常采用脉宽调制（PWM）逆变器，但因为对开关器件产生高的dv/dt应力、大的损耗、电磁干扰（EMI）问题，以及较高的THD（总谐波失真）等，故目前正考虑采用多电平的逆变器。
2.光伏系统
整套离网光伏系统设计有6个PV阵列，每块阵列板有5个并联模块，每一模块含90块电池。
MPPT为50-60V，输出功率135W。
2.113电平级联逆变器
图1所示为13电平级联逆变器的电路图。
在此逆变器中，有6个串联连接的H桥并以基波频率运行，与其它的多电平拓扑例如，二极管钳位、飞跨电容器、级联的H桥PWM以及级联的变压器PWM比较，新研制的逆变器有很多优越性。
这些优点包括：
低开关损耗、简单的开关技术和最少的元部件数。
而且，这一结构形式像二极管钳位和飞跨电容器逆变器
那样，在损耗最小的情况下，勿需先进的充电-平衡技术或复杂的开关技术。
图113电平H-桥变换器的开关拓扑
如图1所示，6个独立的光伏系统，分别与接到每一个H-桥的蓄电池并联，蓄电池储能的电压电平和光伏系统应这样设计，要使得逆变器基本部件的输出电压等于230V.。
100μF电容器跨接在逆变器的输出端，其工作就像功率因数校正电路的电容器和滤波器一样。
为获得13电压电平，如图1所示串联连接H-桥。
表1和表2列出开关的模式。
每一H-桥为3电平逆变器，并能按照开关状态产生输出电压+Vdc/6,o,-Vdc/6（Vdc为图2所示多电平电压输出的峰值）。
为得到正的输出电压，开关S1、S2、S3、S4、S5和S6应接通，而
1、
2、
3、
4、
5和
6断开；
另一方面，要得到负的输出电压，
1、
6应接通，而S1、S2、S3、S4、S5和S6断开。
在此逆变器中，为获得不同的电压等级，6个H-桥将以不同的延迟：
β1、β2…β6进行切换，如图2所示。
为了以最小的THD优化基波电压分量，β1、β2…β6分别选择为5。
，15。
，25。
，36。
，49。
和67。
。
2.2开关脉冲发生器
每一H-桥的开关脉冲发生器，由信号发生器和信号比较器组成。
信号发生器产生增益=1的正弦调制信号，周期为T；
而载波信号的梯形周期为6T（图3所示）。
在信号比较器内，
调制信号和载波信号进行比较。
以产生开关信号。
图3给出在H-桥1产生正电压时开关1发出的开关信号。
如图3所示，当正弦调制信号大于载波信号时，信号发生器输出1；
相反，则输出为0。
在输出开关信号至S2的情况下（H-桥2），图3中载波信号的梯形则向右位移时间Ts。
这样，当桥1的载波信号为sin（β1）,桥2的载波信号则为
sin（β2）。
如上所述，开关脉冲发生器在相应的延迟角（β1、β2…β6）下接通和断开相关的H-桥，在其端子上产生+Vdc/6,0,或-Vdc/6的电压。
如果桥1至桥6经常分别在延迟角β1、β2…β6接通，接到桥1的储能用蓄电池输出最大的能量（其导通从β1到π–β1）时，而桥6输出能量则最小（其导通从β6到π–β6）。
为避免这样，每桥的延迟角在每个周期内转动，如桥
1至桥6，以延迟角β1、β2…β6图213电平H-桥的输出电压
在第一电压周期内接通；
在第二电压周期内它们则以延迟角β2、β3…接通。
按照这一方式，在第六周期后，从每一储能蓄电池漏泄的能量则相等。
开关脉冲发生器是通过调制信号与6T周期梯形载波信号的比较达到这一点的，梯形载波信号如图3所示在sin（β1）、sin（β2）、sin（β3）、sin（β4）、sin（β5）和sin（β6）下具有6个明显不同的电压电平。
图3逆变器的H-桥1，开关S1的开关信号
2.3蓄电池的数学模型
本项研究中，利用了1Ah锂电子电池组件作为贮能系统。
假定蓄电池的内电阻不变，1Ah锂离子电池的动态模型已经推导出。
蓄电池的容量不取决于电流的幅值，且蓄电池无
温度效应、记忆效应和自放电。
研究中利用该蓄电池模型是在充电状态（SOC）为唯一状态变数和净放电电流为输入变数的情况下。
这一模型代表三种工业蓄电池形式：
Li离子、
NiCd（镍镉）、NiMH（镍氢化物）制造厂的曲线。
在这一模型中，基于蓄电池实际SOC的蓄电池开路电压，用以下方程式描述：
Ebatt=Eo-K
·
Q+A·
e-B（1-soc）Q
（1）
Vbatt=Ebatt-RbattIbatt
（2）
式中，Ebatt—内部电压（V）；
Eo—蓄电池电压常数（V）;
k—极化电压（V）；
SOC—充电状态（%）；
Q—蓄电池容量（Ah）;
A—指数区幅值（V）；
B—指数区时间常数的倒数Ah-1；
Vbatt—端电压（V）；
Ibatt—蓄电池电流（A）；
Rbatt——内电阻（Ω）；
参数A、B、K、E由制造厂的蓄电池放电曲线确定。
表113电平级联H-桥产生正电压时的开关状态
表213电平级联H-桥产生负正电压时的开关状态
2.3光伏（PV）模型
籍助PACAD/EMTDC软件给出的PV模型用于模拟研究。
这一模型由理想的电流源、并联的二极管和串联的电阻器组成。
该模型的输出电流取决于太阳的辐照度，电池的温度和端部的输出。
模型的输出电流由下式给出：
IA=NpIsc-NpIo（e×
p
1）（3）
式中，IA—输出电流（A）；
Isc—短路电流（A）；
取决于太阳的辐射和电池的温度；
NS—串联的模块数；
Np—并联的模块数；
Io—二极管的饱和电流（A）；
V—端电压（V）；
n—二极管的理想常数；
VT—模块的端电压（V）。
图4PV模型的V-I特性曲线
模拟试验中采用的PV模块，有90个电池串联，其开路电压为75V，短路电流2.5A.图4所示为PV模块的V-I特性曲线。
按照图中的曲线，最大功率点的电压在55-60V之间。
3.各种多电平逆变器拓扑的比较
3.1元件数量的比较
表3列出了新研制13电平逆变器和其它多电平逆变器之间元件数量的比较。
对比中选择的拓扑结构包括:
二极管钳位型、飞跨电容器型、基于PWM的级联H-桥型和基于PWM的级联变压器型。
图5（a）3电平二极管钳位型逆变器（b）3电平飞跨电容器型逆变器
图5（a）和（b）所示为3电平二极管钳位和飞跨电容器逆变器的结构。
在对比中新研制的13电平逆变器，具有24个串联的绝缘栅双极晶体管（IGBT）;
基于PWM的级联H-桥变换器，具有图1所示相同的拓扑，但每个H-桥中的开关是利用PWM开关模式进行切换的，基于PWM的级联变压器型多电平逆变器则是需要4电平专用变压器的一个特殊设计。
表313电平逆变器与其它多电平逆变器的组件水平比较
基于PWM的级联变压器型多电平逆变器，具有最少的开关数和独立直流电源数，但它需要安装一特殊变压器。
当与新研制逆变器二者输出相同的功率时，虽然其开关数最少，但流过这些开关的电流都比新逆变器的大。
与二极管钳位型或飞跨电容器型逆变器比较时，新研制逆变器具有较少的元件数，因它无需钳位二极管和平衡电容器。
而且，新研制逆变器在模块化电路配置和包装组件时很理想。
3.2开关损耗和变压器损耗的比较
实际上可控制的开关器件，如IGBT和MOSFET（金属氧化物半导体场效应管）作为典型，都具有几纳秒（ns）的接通与断开的延迟。
当接通和断开器件时，这些延迟会产生功率损耗。
在逆变器中的开关损耗，与开关频率、负载电流和调制率成比例。
当功率因数为1、输出恒功率10KW时，新研制逆变器其开关频率为50Hz，开关电流约为40A。
如假定开关器件为FGH40N60SFD、500V、40A场阻断（fieldstop）结构的IGBT,则在上述的条件下开关的损耗约为0.99W。
当其操作在功率因数为1时，新研制逆变器的12个开关是在零电流下接通和断开的。
而在基于PWM的多电平逆变器内，相同条件下当开关频率为1KHz时，其开关损-耗约19.8W。
表410KW逆变器、开关盒变压器损耗的比较
从表4看到，新研制逆变器在功率因数为1时，因为开关频率低，且不用变压器，故具有最高的频率。
变压器有其本身的损耗，例如线圈的电阻、磁滞和涡流，杂散损耗和机械损耗。
为将光伏系统与电网连接，一个PWM逆变器需要约12KVA的变压器。
12KVA变压器的效率，在额定条件下输出纯正弦电流时为98%。
在额定工况的涡流损耗假定为总损耗的15%，而在1KHz开关频率下涡流损耗系数为2.53.基于PWM级联变压器型逆变器工作在1KHz开关频率下，当输出10KW功率时，其总的变压器损耗约为275W。
4.模拟试验与结果
4.1系统描述
本研究利用了基于图1所示新研制逆变器的10KW、230V离网光伏系统。
该系统的参数列于表5（某些参数的标注见图1）。
为观察新逆变器的参数及其控制，利用了PACAD/EMTDC软件对此系统进行模拟。
表5模拟10KW230v离网光伏系统的电路参数
4.2稳态运行下逆变器的输出电压
当系统运行于功率因数为1和0.95（离网装置中期望的典型滞后功率因数）时，通过模拟试验获得了输出电压波形及其频谱。
在两种情况下输出负载均为10KW。
如图6所示两种情况下逆变器的输出电压很接近正弦波形，当运行在1和0.95的功率因数时，逆变器输出电压的总谐波失真（THD）分别为4.9%和5.6%。
图6：
稳态逆变器的输出电压和频谱（a）功率因数为1时的输出电压；
（b）功率因数为0.95（滞后）时输出电压；
（c）功率因数为1的频谱（THD=4.9）；
（d）功率因数为0.95的频谱（THD=5.6）。
4.3恒定辐照度下充电状态（SOC）的平衡
为了研究SOC平衡技术的性能，在对所有光伏模块给出恒定辐照度（600W/㎡）、历时800s的情况下，对本系统进行了模拟试验。
假定在电池温度25℃时功率输出为10KW。
图7为所有蓄电池的SOC。
从图上可以清楚见到，所有蓄电池在任何给定时间的SOC均相同。
因而证明所提出SOC平衡控制的有效性。
图7在相同辐照度（600w/㎡）下，所有蓄电池的SOC
4.4在不同辐照度下的SOC平衡
为了观察在不同辐照度条件下的SOC平衡技术性能，在光伏模块1-6不同的辐照模式下，对PV系统进行了模拟。
表6列出了每一光伏模块上的辐照度。
而图8表示模拟的结果。
即使每一蓄电池的SOC稍有偏差，它们也几乎是相同的。
表6辐照模型
图8在不同辐照度下所有蓄电池储能系统的SOC
4.5在小负荷下的系统性能
最后，了解一下小负荷下的系统性能。
在t=100s，光伏系统的输出功率从10KW降到2KW，观察所有各个蓄电池的SOC。
如图9所示，从0到100s光伏模块和蓄电池都供电，但当输出负载小时，PV模块充电蓄电池以提高SOC。
图9在10KW和2KW功率下蓄电池储能系统的SOC
5.结论
本文介绍了采用13电平级联逆变器而无变压器的离网型光伏系统。
并将各种多电平功率逆变器与新研制带蓄电池储能的光伏系统逆变器进行了比较对照。
新研制级联逆变器具有低的功率损耗，简单的开关技术，可实现模块化及简易的充电平衡方法。
根据提出的这一开关技术，能平衡所有蓄电池的SOC，其有效性已通过模拟得到证实。
模拟实验说明，新研制的控制器不仅平衡每一蓄电池的SOC，而且降低了输出的THD，在无任何谐波滤波情况下，THD＜6%。
原文出处：
（斯里兰卡）kapilaBandara，（英国）TracySweet，JankeEkanayake,
Photovoltaicapplicationsforoff-gridelectrificationusingnovelmulti-levelinvertertechnologywithenergystorage,《RenewableEnergy》37（2012）.p82-88.
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